Mc34063 із зовнішнім ключем. Перетворювач напруги на MC34063 Осцилограми роботи в різних точках схеми перетворювача, що підвищує

Зараз з'явилося багато мікросхемних стабілізаторів струму світлодіодів, але вони, як правило, досить дорогі. Оскільки потреба у таких стабілізаторах у зв'язку з поширенням потужних світлодіодів велика, то доводиться шукати варіанти їх, стабілізаторів, здешевлення.

Тут пропонується ще один варіант стабілізатора на поширеній та дешевій мікросхемі ключового стабілізатора МС34063. Від відомих схем стабілізаторів на цій мікросхемі, запропонований варіант відрізняється трохи нестандартним включенням, що дозволило збільшити робочу частоту і забезпечити стійкість навіть при малих значеннях індуктивності дроселя і ємності вихідного конденсатора.

Особливості роботи мікросхеми - ШІМ чи ЧИМ?

Особливість мікросхеми полягає в тому, що вона є одночасно і ШІМ та релейною! Причому можна самому вибирати, яка вона буде.

У документі AN920-D, де детальніше описується ця мікросхема, сказано приблизно таке (дивіться функціональну схему мікросхеми на Рис.2).

Під час зарядки часзадающего конденсатора одному вході логічного елемента «І», управляючого тригером, встановлюється логічна одиниця. Якщо вихідна напруга стабілізатора нижче за номінальну (по входу з пороговою напругою 1,25В), то логічна одиниця виставляється і на другому вході цього ж елемента. У цьому випадку на виході елемента і на вході S тригера виставляється також логічна одиниця, він встановлюється (активний рівень по входу S - лог. 1) і на його виході Q з'являється логічна одиниця, що відкриває ключові транзистори.

Коли напруга на частотозадаючому конденсаторі досягне верхнього порогу, він починає розряджатися, при цьому на першому вході логічного елемента І з'являється логічний нуль. Цей же рівень подається на вхід скидання тригера (активний рівень по входу «R» — лог. 0) і скидає його. На виході «Q» тригера утворюється логічний нуль і ключові транзистори закриваються.
Далі цикл повторюється.

За функціональною схемою видно, що цей опис відноситься тільки до компаратора струму, функціонально пов'язаного з генератором, що задає (керованому по входу 7 мікросхеми). А вихід компаратора напруги (керованому на вході 5) таких «привілеїв» немає.

Виходить, що в кожному циклі компаратор струму може відкривати ключові транзистори, так і закривати їх, якщо, звичайно, дозволяє компаратор напруги. Але сам компаратор напруги може видавати лише дозвіл або заборону відкривання, яке може бути відпрацьовано тільки, в наступному циклі.

Звідси випливає, що якщо закоротити вхід компаратора струму (висновки 6 і 7) і керувати лише компаратором напруги (висновок 5), то ключові транзистори відкриваються ним і залишаються відкритими до кінця циклу зарядки конденсатора, навіть якщо на вході компаратора напруга перевищила граничне. І лише з початком розрядки конденсатора генератор закриє транзистори. У такому режимі потужність, що віддається в навантаження, може дозуватися тільки частотою генератора, що задає, так як ключові транзистори хоч і закриваються примусово, але тільки на час порядку 0,3-0,5 мкс при будь-якому значенні частоти. А такий режим більше нагадує ЧІМ – частотно-імпульсну модуляцію, що відноситься до релейного типу регулювання.

Якщо ж навпаки, закоротити вхід компаратора напруги на корпус, виключивши його з роботи, а керувати тільки входом компаратора струму (висновок 7), то ключові транзистори будуть відкриватися генератором, що задає, і закриватися по команді компаратора струму в кожному циклі! Тобто за відсутності навантаження, коли компаратор струму не спрацьовує, транзистори відкриваються надовго і закриваються на короткий проміжок часу. При перевантаженні, навпаки - відкриваються і надовго закриваються по команді компаратора струму. При якихось середніх значеннях струму навантаження ключі відкриваються генератором і через якийсь час, після спрацювання компаратора струму, закриваються. Таким чином, у даному режимі потужність у навантаженні регулюється тривалістю відкритого стану транзисторів - тобто повноцінною ШІМ.

Можна заперечити, що це не ШІМ, тому що в такому режимі частота не залишається постійною, а змінюється зменшується зі збільшенням робочої напруги. Але при постійному напрузі живлення постійною залишається і частота, а стабілізація струму навантаження здійснюється лише зміною тривалості імпульсу. Тому, можна вважати, що це повноцінна ШІМ. А зміна робочої частоти при зміні напруги живлення пояснюється безпосереднім зв'язком компаратора струму з генератором, що задає.

При одночасному використанні обох компараторів (у класичній схемі) все працює так само, а ключовий режим або ШІМ включаються в залежності від того, який компаратор спрацює в Наразі: при навантаженні за напругою - ключовий (ЧІМ), а при навантаженні по струму - ШІМ.

Можна повністю виключити з роботи компаратор напруги, замкнувши на корпус 5-й вихід мікросхеми, а стабілізацію напруги здійснювати так само за допомогою ШІМ, встановивши додатковий транзистор. Такий варіант показано на Рис.1.

Рис.1

Стабілізація напруги у цій схемі здійснюється зміною напруги на вході компаратора струму. Опорною напругою служить гранична напруга затвора польового транзистора VT1. Вихідна напруга стабілізатора пропорційна до твору порогової напруги транзистора на коефіцієнт розподілу резистивного дільника Rd1, Rd2 і розраховується за формулою:

Uout=Up(1+Rd2/Rd1), де

Up - Порогова напруга VT1 (1.7 ... 2В).

Стабілізація струму, як і раніше, залежить від опору резистора R2.

Принцип роботи стабілізатора.

Мікросхема МС34063 має два входи, які можна використовуватиме стабілізації струму.

Один вхід має граничну напругу 1.25В (5-й висновок мс), що для досить потужних світлодіодів не вигідно через втрати потужності. Наприклад, при струмі 700мА (для світлодіода на 3Вт) маємо втрати на резисторі датчика струму величиною 1.25 * 0.7А = 0.875Вт. Вже з цієї причини теоретичний ККД перетворювача не може бути вищим за 3Вт/(3Вт+0.875Вт)=77%. Реальний же - 60% ... 70%, що можна порівняти з лінійними стабілізаторами або просто резисторами-обмежувачами струму.

Другий вхід мікросхеми має граничну напругу 0.3В (7-й висновок мс), і призначений для захисту вбудованого транзистора від навантаження струмом.
Зазвичай так ця мікросхема і використовується: вхід з порогом 1.25В - для стабілізації напруги або струму, а вхід з порогом 0.3В - для захисту мікросхеми від перевантаження.
Іноді ставлять додатковий ОУ для посилення напруги з датчика струму, але цей варіант не будемо розглядати через втрату привабливої ​​простоти схеми і збільшення вартості стабілізатора. Простіше буде взяти іншу мікросхему.

В даному варіанті пропонується використовувати для стабілізації струму вхід з граничною напругою 0.3В, а інший, з напругою 1.25В - просто вимкнути.

Схема виходить дуже проста. Для зручності сприйняття показані функціональні вузли мікросхеми (Рис.2).

Рис.2

Призначення та вибір елементів схеми.

Діод D з дроселем L- Елементи будь-якого імпульсного стабілізатора, розраховуються на необхідний струм навантаження і нерозривний режим струму дроселя відповідно.

Конденсатори Сi та Сo– блокувальні по входу та виходу. Вихідний конденсатор З не є принципово необхідним через малі пульсації струму навантаження, особливо при великих значеннях індуктивності дроселя, тому намальований пунктиром і може бути відсутній у реальній схемі.

Конденсатор СT- Частотозадавальний. Він так само не є важливим елементом, тому показаний пунктиром.

У даташитах на мікросхему зазначена максимальна робоча частота 100КГц, у табличних параметрах наведено середнє значення 33КГц, на графіках, що показують залежність тривалості відкритого і закритого станів ключа від ємності частотозадаючого конденсатора, наведені мінімальні значення 2мкс і 0,3мФ 0м3.
Виходить, якщо взяти останні значення, то період дорівнює 2мкс+0.3мкс=2.3мкс, а це частота 435КГц.

Якщо врахувати принцип роботи мікросхеми - тригер, що встановлюється імпульсом генератора, що задає, і скидається компаратором струму, то виходить, що ця мс є логічною, а у логіки робоча частота не нижче одиниць МГц. Виходить, що швидкодія буде обмежена лише швидкісними характеристиками ключового транзистора. І якби він не тягнув частоту 400КГц, то й фронти зі спадами імпульсів були б затягнуті і ККД був би дуже низьким через динамічні втрати. Проте практика показала, що мікросхеми різних виробників добре запускаються і працюють взагалі без частотозадаючого конденсатора. І це дозволило максимально підвищити робочу частоту — до 200КГц — 400КГц залежно від екземпляра мікросхеми та її виробника. Ключові транзистори мікросхеми тримають такі частоти добре, тому що фронти імпульсів не перевищують 0,1 мкс, а спади - 0,12 мкс при робочій частоті 380КГц. Тому навіть на таких підвищених частотах динамічні втрати в транзисторах досить малі, і основні втрати та нагрівання визначаються підвищеною напругою насичення ключового транзистора (0.5…1В).

Резистор Rbобмежує струм бази вбудованого ключового транзистора. Показане на схемі включення цього резистора дозволяє зменшити потужність, що розсіюється на ньому, і підвищити ККД стабілізатора. Падіння напруги на резисторі Rb дорівнює різниці між напругою живлення, напругою навантаження та падінням напруги на мікросхемі (0.9-2В).

Наприклад, при послідовному ланцюжку з 3-х світлодіодів із загальним падінням напруги 9…10В та живленні від акумулятора (12-14В) падіння напруги на резисторі Rb не перевищує 4В.

В результаті втрати на резисторі Rb виявляються в кілька разів менше, порівняно з типовим включенням, коли резистор включається між 8-м виведенням мс і напругою живлення.

Слід мати на увазі, що всередині мікросхеми вже встановлено додатковий резистор Rb, або опір самої структури ключів підвищений, або структура ключів виконана як джерело струму. Це випливає з графіка залежності напруги насичення структури (між висновками 8 і 2) від напруги живлення при різних опорах резистора обмежувального Rb (Рис.3).

Рис.3

В результаті, в деяких випадках (коли різниця між напругами живлення і навантаження мала або втрати можна перенести з резистора Rb на мікросхему) резистор Rb можна не встановлювати, з'єднуючи безпосередньо виведення мікросхеми 8 або з виходом, або з напругою живлення.

А коли загальний ККД стабілізатора не дуже важливий, можна поєднати висновки 8 та 1 мікросхеми між собою. При цьому ККД може зменшитись на 3-10% залежно від струму навантаження.

При виборі опору резистора Rb доводиться на компроміс. Чим менше опір, тим при меншому початковому напрузі живлення починається режим стабілізації струму навантаження, але при цьому збільшуються втрати на цьому резисторі при великому діапазоні зміни напруги живлення. В результаті ККД стабілізатора зменшується зі збільшенням напруги живлення.

На наступному графіку (Рис.4) для прикладу показана залежність струму навантаження від напруги живлення при двох різних номіналах резистора Rb - 24Ом та 200Ом. Добре видно, що з резистором на 200Ом стабілізація пропадає при напругах живлення нижче 14В (через недостатній струм бази ключового транзистора). З резистором на 24Ом стабілізація пропадає при напрузі 11.5В.

Рис.4

Тому потрібно добре прораховувати опір резистора Rb для отримання стабілізації в необхідному діапазоні напруги живлення. Особливо при акумуляторному живленні, коли цей діапазон невеликий і становить лише кілька вольт.

Резистор Rscє датчиком струму навантаження. Розрахунок цього резистора особливостей немає. Слід лише враховувати, що опорне напруження струмового входу мікросхеми відрізняється у різних виробників. У наведеній таблиці показано реально виміряні значення опорної напруги деяких мікросхем.

Мікросхема	Виробник	U опорне (В)
MC34063ACD	STMicroelectronics
MC34063EBD	STMicroelectronics
GS34063S	Globaltech Semiconductor
SP34063A	Sipex Corporation
MC34063A	Motorola
AP34063N8	Analog Technology
AP34063А	Anachip
MC34063A	Fairchild

Статистика за величиною опорної напруги мала, тому слід розглядати наведені значення як зразок. Просто потрібно мати на увазі, що реальне значення опорної напруги може сильно відрізнятися від вказаного в дататі значення.

Такий великий розкид опорної напруги викликаний, мабуть, призначення струмового входу - не стабілізація струму навантаження, а захист від навантаження. Незважаючи на це, точність підтримки струму навантаження в наведеному варіанті досить хороша.

Про стійкість.

У мікросхемі МС34063 відсутня можливість запровадження корекції в ланцюг ОС. Вихідно стійкість досягається підвищеними значеннями індуктивності дроселя L і, особливо, ємності вихідного конденсатора. При цьому виходить якийсь парадокс – працюючи на підвищених частотах, необхідні пульсації напруги та струму навантаження можна отримати і з малими індуктивністю та ємністю елементів фільтра, але при цьому схема може збуджуватися, тому доводиться ставити більшу індуктивність та (або) велику ємність. В результаті габарити стабілізатора виходять завищеними.

Додатковий феномен у тому, що з понижуючих імпульсних стабілізаторів вихідний конденсатор перестав бути важливо необхідним елементом. Необхідний рівень пульсацій струму (напруги) можна отримати одним дроселем.

Отримати хорошу стійкість стабілізатора при необхідних або занижених значеннях індуктивності і, особливо, ємності вихідного фільтра можна, встановивши додатковий коригуючий RC ланцюжок Rf і Cf, як показано на малюнку Рис.2.

Практика показала, що оптимальне значення постійного часу цього ланцюжка має бути не меншим за 1КОм*мкФ. Такі значення параметрів ланцюжка як резистор на 10КОм і конденсатор на 0,1мкФ можна вважати досить зручними.

З таким коригуючим ланцюжком стабілізатор працює стійко у всьому діапазоні напруги живлення, з малими значеннями індуктивності (одиниці мкГн) та ємності (одиниці та частки мкФ) вихідного фільтра або взагалі без вихідного конденсатора.

Не малу роль стійкості грає ШИМ режим при використанні стабілізації струмового входу мікросхеми.

Корекція дозволила працювати на підвищених частотах деяким мікросхемам, які раніше взагалі не хотіли нормально працювати.

Наприклад, на наступному графіку наведена залежність робочої частоти від напруги живлення для мікросхеми MC34063ACD фірми STMicroelectronics при ємності частотозадаючого конденсатора 100пФ.

Рис.5

Як видно з графіка, без корекції дана мікросхема не хотіла працювати на підвищених частотах навіть із малою ємністю частотозадаючого конденсатора. Зміна ємності від нуля до кількох сотень пФ кардинально не впливали на частоту, а максимальне її значення ледве сягає 100КГц.

Після введення коригувального ланцюжка RfCf ця ж мікросхема (як і інші, подібні до неї) стала працювати на частотах майже до 300КГц.

Наведену залежність, мабуть, можна вважати типовою для більшості мікросхем, хоча мікросхеми деяких фірм без корекції працюють на підвищених частотах, а введення корекції дозволило отримати для них робочу частоту 400КГц при напрузі живлення 12 ... 14В.

Наступний графік показує роботу стабілізатора без корекції (Рис.6).

Рис.6

На графіку наведено залежності споживаного струму (Iп), струму навантаження (Iн) та струму короткого замикання виходу (Iкз) від напруги живлення при двох значеннях ємності вихідного конденсатора (Со) – 10мкФ та 220мкФ.

Добре видно, що збільшення ємності вихідного конденсатора збільшує стійкість стабілізатора - ламаність кривих при ємності 10мкФ спричинена самозбудженням. При напругах живлення до 16В збудження немає, він утворюється при 16-18В. Потім відбувається певна зміна режиму і при напрузі 24В утворюється другий злам. При цьому змінюється робоча частота, що також видно на попередньому графіку (Рис.5) залежності робочої частоти від напруги живлення (обидва графіки отримані одночасно при дослідженні одного екземпляра стабілізатора).

Збільшення ємності вихідного конденсатора до 220мкФ і збільшує стійкість, особливо при низьких значеннях напруги живлення. Але не усуває збудження. Більше – менш стійку роботу стабілізатора вдається отримати при ємності вихідного конденсатора не менше 1000мкФ.

У цьому індуктивність дроселя дуже слабко впливає загальну картину, хоча, очевидно, збільшення індуктивності підвищує стійкість.

Перепади робочої частоти позначаються стабільності струму навантаження, що теж видно на графіці. Не задовільною є і загальна стабільність вихідного струму при зміні напруги живлення. Щодо стабільним струм можна вважати в досить вузькому інтервалі напруги живлення. Наприклад, під час роботи від акумулятора.

Введення коригувального ланцюжка RfCf докорінно змінює роботу стабілізатора.

Наступний графік показує роботу такого ж стабілізатора але з коригуючим ланцюжком RfCf.

Рис.7

Добре видно, що стабілізатор став працювати, як і належить стабілізатору струму - струми навантаження і короткого замикання практично рівні і незмінні у всьому діапазоні напруги живлення. При цьому вихідний конденсатор узагалі перестав впливати на роботу стабілізатора. Тепер ємність вихідного конденсатора впливає лише на рівень пульсацій струму та напруги навантаження, і у багатьох випадках конденсатор можна взагалі не встановлювати.

Нижче, як приклад, наведено значення пульсації струмів навантаження при різних ємностях вихідного конденсатора. Світлодіоди включені по 3 послідовно 10 паралельних груп (30шт.). Напруга живлення - 12В. Дросель 47мкГн.

Без конденсатора: струм навантаження 226мА+-65мА або 22,6мА+-6,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 0,33мкФ: 226мА +-25мА або 22,6мА +-2,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 1,5мкФ: 226мА+-5мА або 22,6мА+-0,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 10мкФ: 226мА+-2,5мА або 22,6мА+-0,25мА на один світлодіод.

Тобто, без конденсатора при загальному струмі навантаження 226мА пульсації струму навантаження становили 65мА, що в перерахунку на один світлодіод дає середній струм 22,6мА і пульсацію 6,5мА.

Видно, як маленька ємність в 0,33мкФ різко зменшує пульсації струму. У той самий час збільшення ємності з 1мкФ до 10мкФ вже слабко впливає рівень пульсацій.

Всі конденсатори були керамічні, тому що звичайні електроліти або танталові не забезпечують навіть близького рівня пульсації.

Виходить, що на виході цілком достатньо конденсатора на 1мкФ на всі випадки життя. Збільшувати ємність до 10мкФ при струмі навантаження 0,2-0,3А навряд чи має сенс, тому що пульсації вже не зменшуються в порівнянні з 1мкФ.
Якщо ж дросель взяти з більшою індуктивністю, то можна взагалі обійтися без конденсатора навіть при великих струмах навантаження та (або) більших напруг живлення.

Пульсації вхідної напруги при живленні 12В та ємності вхідного конденсатора Сi 10мкФ не перевищують 100мВ.

Силові можливості мікросхеми.

Мікросхема МС34063 нормально працює при напрузі живлення від 3В до 40В по даташит (мс фірми STM - до 50В) і до 45В реально, забезпечуючи в навантаженні струм до 1А для корпусу DIP-8 і до 0.75А для корпусу SO-8. Комбінуючи послідовне та паралельне включення світлодіодів можна побудувати світильник з вихідною потужністю від 3В*20мА=60мВт до 40В*0,75…1А=30…40Вт.

З урахуванням напруги насичення ключового транзистора (0.5…0.8В) і допустимої розсіюваної корпусом мікросхеми потужністю 1.2Вт, струм навантаження може бути збільшений до 1.2Вт/0.8В=1.5А для корпусу DIP-8 і до 1А для корпусу SO-8.

Однак у цьому випадку потрібно хороше тепловідведення, інакше вбудований в мікросхему захист від перегріву не дозволить працювати на такому струмі.

Стандартне впаювання DIP корпусу мікросхеми у плату не забезпечує необхідного охолодження на максимальних струмах. Потрібна формування висновків DIP корпусу під варіант SMD, з видаленням тонких кінців висновків. Широка частина висновків, що залишилася, згинається врівень з основою корпусу і вже потім припаюється на плату. Корисно друковану плату розвести так, щоб під корпусом мікросхеми виявився широкий полігон, а перед установкою мікросхеми потрібно нанести на її основу трохи теплопровідної пасти.

За рахунок коротких і широких висновків, а також через щільне прилягання корпусу до мідного полігону друкованої платитепловий опір корпусу мікросхеми зменшується і вона зможе розсіяти більшу потужність.

Для корпусу SO-8 добре допомагає встановлення додаткового радіатора у вигляді пластини або іншого профілю прямо на верхню частину корпусу.

З одного боку, такі спроби збільшення потужності виглядають дивними. Адже можна просто перейти на іншу, потужнішу, мікросхему або встановити зовнішній транзистор. І за струмів навантаження більше 1.5А це буде єдиним правильним рішенням. Однак, коли потрібен струм навантаження 1.3А, то можна просто покращити тепловідведення та спробувати застосувати більш дешевий та простий варіант на мікросхемі МС34063.

Граничний ККД, одержуваний у цьому варіанті стабілізатора, не перевищує 90%. Подальшому зростанню ККД перешкоджають підвищену напругу насичення ключового транзистора - не менше 0.4...0.5В при струмах до 0.5А і 0.8...1В при струмах 1...1.5А. Тому основним гріється елементом стабілізатора завжди є мікросхема. Правда відчутне нагрівання буває тільки при граничних для конкретного корпусу потужностях. Наприклад, мікросхема в корпусі SO-8 при струмі навантаження 1А нагрівається до 100 градусів і без додаткового тепловідведення циклічно вимикається вбудованим захистом від перегріву. При струмах до 0.5А...0.7А мікросхема злегка тепла, а при струмах 0.3...0.4А взагалі не гріється.

При підвищених струмах навантаження можна зменшити робочу частоту. І тут динамічні втрати ключового транзистора значно зменшуються. Знижується загальна потужність втрат та нагрівання корпусу.

Зовнішніми елементами, що впливають на ККД стабілізатора є діод D, дросель L і резистори Rsc і Rb . Тому діод слід вибирати з малою прямою напругою (діод Шоттки), а дросель – з якомога нижчим опором обмотки.

Знизити втрати на резистори Rsc можна зменшенням порогової напруги, обравши мікросхему відповідного виробника. Про це вже говорилося раніше (дивіться таблицю на початку).

Ще один варіант зменшення втрат на резисторі Rsc – введення додаткового постійного зміщення струму резистора Rf (докладніше це буде показано нижче на конкретному прикладі стабілізатора).

Резистор Rb слід добре прораховувати, намагаючись брати його якнайбільше з опором. При зміні напруги живлення у більших межах краще замість резистора Rb поставити джерело струму. У цьому випадку приріст втрат із зростанням напруги живлення буде не таким різким.

При вжитті всіх перерахованих заходів частка втрат цих елементів виходить в 1.5-2 рази менше втрат на мікросхемі.

Так як на струмовий вхід мікросхеми подається постійна напруга, пропорційна тільки струму навантаження, а не як звичайно - імпульсне, пропорційне струму ключового транзистора (сума струмів навантаження і вихідного конденсатора), то індуктивність дроселя вже не впливає на стабільність роботи, тому що перестає бути коригувального ланцюга (її роль виконує ланцюжок RfCf). Від значення індуктивності залежить лише амплітуда струму ключового транзистора та пульсації струму навантаження. Оскільки робочі частоти щодо високі, то з малими значеннями індуктивності пульсації струму навантаження малі.

Однак через відносно малопотужного ключового транзистора, вбудованого в мікросхему, не слід сильно зменшувати індуктивність дроселя, так як при цьому збільшується піковий струм транзистора при попередньому середньому значенні і зростає напруження насичення. В результаті збільшуються втрати на транзисторі і падає загальний ККД.
Щоправда, не кардинально – на кілька відсотків. Наприклад, заміна дроселя з 12мкГн до 100мкГн дозволила збільшити ККД одного із стабілізаторів з 86% до 90%.

З іншого боку, це дозволяє, навіть при невеликих струмах навантаження, вибрати дросель з малою індуктивністю, спостерігаючи лише за тим, щоб амплітуда струму ключового транзистора не перевищила максимально допустиме для мікросхеми значення 1.5А.

Наприклад, при струмі навантаження 0.2А з напругою на ній 9…10В, напрузі живлення 12…15В та робочою частотою 300КГц потрібний дросель з індуктивністю 53мкГн. При цьому імпульсний струм ключового транзистора мікросхеми не перевищує 0,3А. Якщо зменшити індуктивність дроселя до 4мкГн, то за колишньому середньому струмі імпульсний струм ключового транзистора збільшиться до граничного значення (1.5А). Щоправда, зменшиться ККД стабілізатора за рахунок збільшення динамічних втрат. Але, можливо, у деяких випадках виявиться прийнятним пожертвувати ККД, але застосувати компактний дросель з невеликою індуктивністю.

Збільшення індуктивності дроселя дозволяє також збільшити і максимальний струм навантаження до граничного значення струму ключового транзистора мікросхеми (1.5А).

При збільшенні індуктивності дроселя форма струму ключового транзистора змінюється з трикутною до прямокутної. Оскільки площа прямокутника вдвічі більше площі трикутника (при однакових висоті і підставі), то середнє значення струму транзистора (і навантаження) можна збільшити вдвічі при постійної амплітуді імпульсів струму.

Тобто, при трикутній формі імпульсу амплітудою 1.5А середній струм транзистора та навантаження виходить:

де k - Максимальний коефіцієнт заповнення імпульсів, рівний 0.9 для даної мікросхеми.

В результаті максимальний струм навантаження не перевищує:

Iн=1.5А/2*0.9=0.675А.

І будь-яке збільшення струму навантаження понад це значення тягне за собою перевищення максимального струму ключового транзистора мікросхеми.

Тому у всіх даташитах дану мікросхему вказується максимальний струм навантаження 0.75А.

Збільшивши індуктивність дроселя так, що струм транзистора став прямокутним, можемо прибрати двійку з формули максимального струму і отримати:

Iн = 1.5А * k = 1.5А * 0.9 = 1.35А.

Слід враховувати, що з значному збільшенні індуктивності дроселя дещо збільшуються та її габарити. Тим не менш, іноді виявляється простіше та дешевше для збільшення струму навантаження збільшити розміри дроселя, ніж ставити додатковий потужний транзистор.

Природно, при необхідних струмах навантаження більше 1.5А крім установки додаткового транзистора (або іншої мікросхеми-контролера) не обійтися, а якщо ви поставлені перед вибором: струм навантаження 1.4А або інша мікросхема, то варто спробувати спочатку вирішити задачу збільшенням індуктивності, пішовши на збільшення розмірів дроселя.

У даташитах на мікросхему зазначено, що максимальний коефіцієнт заповнення імпульсів вбирається у 6/7=0,857. Реально ж виходять значення майже 0.9 навіть у високих робочих частотах 300-400 КГц. На нижчих частотах (100-200 кгц) коефіцієнт заповнення може досягати 0,95.

Тому стабілізатор нормально працює при малій різниці напруги вхід-вихід.

Цікаво працює стабілізатор при занижених по відношенню до номінального струмах навантаження, викликаного зменшенням напруги живлення нижче заданого — ККД не менше 95%.

Так як ШІМ реалізується не класичним способом (повне управління генератором, що задає), а «релейним», за допомогою тригера (запуск - генератором, скидання - компаратором), то при струмі нижче номінального можлива ситуація, коли ключовий транзистор перестає закриватися. Різниця між напругами живлення та навантаження зменшується до напруги насичення ключового транзистора, що зазвичай не перевищує 1В при струмах до 1А і не більше 0.2-0.3В при струмах до 0.2-0.3А. Незважаючи на наявність статичних втрат, динамічні відсутні, і транзистор працює практично як перемичка.

Навіть коли транзистор залишається керованим і працює в ШІМ режимі, ККД залишається високим через зниження струму. Наприклад, при різниці 1.5В між напругою живлення (10В) та напругою на світлодіодах (8.5В) схема продовжувала працювати (щоправда на зниженій у 2 рази частоті) з ККД 95%.

Параметри струмів і напруги для такого випадку будуть вказані нижче при розгляді практичних схем стабілізаторів.

Практичні варіанти стабілізатора.

Багато варіантів не буде, тому що найпростіші, що повторюють класичні варіанти по схемотехніці, не дозволяють підняти робочу частоту або струм, ні збільшити ККД, ні отримати хорошу стійкість. Тому найбільш оптимальний варіант виходить один, блок-схема якого і була показана на Рис.2. Можуть змінюватись лише номінали компонентів залежно від необхідних характеристик стабілізатора.

На рис.8 наведена схема класичного варіанту.

мал.8

З особливостей – після виведення з ланцюга ОС струму вихідного конденсатора (С3) стало можливим зменшити індуктивність дроселя. Для проби було взято старий вітчизняний дросель на стрижні типу ДМ-3 на 12мкГн. Як видно, характеристики схеми вийшли досить добрі.

Бажання підвищити ККД призвели до схеми, показаної на Рис.9

мал.9

На відміну від попередньої схеми, резистор R1 підключений не до джерела живлення, а на вихід стабілізатора. В результаті, напруга на резисторі R1 стала меншою на величину напруги на навантаженні. При колишньому струмі через нього потужність, що виділяється ньому, зменшилася з 0.5Вт до 0.15Вт.

Заодно було збільшено індуктивність дроселя, що також збільшує ККД стабілізатора. В результаті ККД збільшився на кілька відсотків. Конкретні цифри наведено на схемі.

Ще одна характерна риса двох останніх схем. У схеми на Рис.8 дуже хороша стабільність струму навантаження при зміні напруги живлення, але низько ККД. У схеми на Рис.9 навпаки, ККД досить високий, але стабільність струму погана - при зміні напруги живлення з 12В до 15В струм навантаження збільшується з 0.27А до 0.3А.

Це викликано неправильним вибором опору резистора R1, що вже говорилося раніше (див. рис.4). Оскільки підвищений опір R1, зменшуючи стабільність струму навантаження, збільшує ККД, то деяких випадках цим можна скористатися. Скажімо, при акумуляторному живленні, коли межі зміни напруги малі, а високий ККД більш актуальний.

Слід зазначити деяку закономірність.

Було виготовлено досить багато стабілізаторів (практично все – для заміни ламп розжарювання на світлодіодні в салоні автомобіля), і поки стабілізатори були потрібні час від часу, мікросхеми бралися з несправних плат мережевих «Хабів» і «Свіч». Незважаючи на різницю у виробниках, майже всі мікросхеми дозволяли отримати пристойні характеристики стабілізатора навіть у простих схемах.

Попалася тільки мікросхема GS34063S від Globaltech Semiconductor, яка ні як не хотіла працювати на високих частотах.

Потім було закуплено кілька мікросхем MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics, які показали ще гірші результати – на підвищених частотах не працювали, стійкість погана, завищена напруга опори струмового компаратора (0.45-0.5В), погана стабілізація струму стабілізації…

Можливо, погана робота перерахованих мікросхем пояснюється їхньою дешевизною – закуповувалися найдешевші з того, що було, оскільки мікросхема MC34063A (DIP-8) тієї ж фірми, знята з несправного «Свіча» працювала нормально. Щоправда, на відносно низькій частоті – трохи більше 160КГц.

Добре працювали такі мікросхеми, взяті зі зламаної апаратури:

Sipex Corporation (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Analog Technology (AP34063N8),
Anachip (AP34063 та AP34063А).
Fairchild (MC34063A) – не впевнений, що правильно впізнав фірму.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) і Texas Instruments - не пам'ятаю, тому що звертати увагу на фірму став тільки після того, як зіткнувся з небажанням працювати м деяких фірм, а спеціально мікросхеми цих фірм не купувалися.

Щоб не викидати закуплені, погано працюючі, мікросхеми MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics, було проведено кілька експериментів, які й призвели до схеми, показаної на початку на Рис.2.

На наступному Рис.10 показана практична схема стабілізатора з коригуючим ланцюгом RfCf (на даній схемі R3C2). Про різницю в роботі стабілізатора без коригувального ланцюжка і з нею вже розповідалося раніше в розділі "Про стійкість" і наводилися графіки (Рис.5, Рис.6, Рис.7).

Рис.10

З графіка на Рис.7 видно, що стабілізація струму відмінна у всьому діапазоні напруг живлення мікросхеми. Стійкість дуже хороша – ніби ШІМ працює. Частота досить висока, що дозволяє брати малогабаритні дроселі з невисокою індуктивністю та повністю відмовитися від вихідного конденсатора. Хоча встановлення невеликого конденсатора може повністю забрати пульсації струму навантаження. Про залежність амплітуди пульсацій струму навантаження від ємності конденсатора йшлося раніше у розділі "Про стійкість".

Як уже говорилося, у мікросхем MC34063ACD і MC34063EBD, що дісталися мені, від STMicroelectronics виявилося завищене опорне напруга струмового компаратора - 0.45В-0.5В відповідно, не дивлячись на вказане в датасіте значення 0.25В-0.35В. Через це при великих струмах навантаження на резистори-датчик струму виходять великі втрати. Для зменшення втрат у схему було додано джерело струму на транзисторі VT1 і резисторі R2. (Мал.11).

Рис.11

Завдяки цьому джерелу струму, через резистор R3 протікає додатковий струм зміщення величиною 33мкА, тому напруга на резисторі R3 навіть без струму навантаження дорівнює 33мкА * 10КОм = 330мВ. Так як гранична напруга струмового входу мікросхеми 450мВ, то для спрацьовування компаратора струму на резисторе-датчику струму R1 має бути напруга 450мВ-330мВ = 120мВ. При струмі навантаження 1А резистор R1 повинен бути 0.12В/1А=0.12Ом. Ставимо значення 0.1Ом.
Без стабілізатора струму на VT1 резистор R1 треба було вибирати з розрахунку 0.45В/1А=0.45Ом, і ньому розсіювалася б потужність 0.45Вт. Зараз же при тому струмі втрати на R1 всього 0.1Вт

Живлення цього варіанта від акумулятора, струм у навантаженні до 1А, потужність 8-10Вт. Струм короткого замикання виходу 1.1А. При цьому споживаний струм зменшується до 64мА при напрузі живлення 14.85В відповідно споживана потужність падає до 0.95Вт. Мікросхема в такому режимі навіть не гріється і може бути в режимі КЗ скільки завгодно.

Інші характеристики наведені на схемі.

Мікросхема взята в корпусі SO-8 і струм навантаження 1А для неї граничний. Вона дуже сильно гріється (температура висновків 100 градусів!), тому краще ставити мікросхему в корпусі DIP-8, перероблену під SMD монтаж, робити великі полігони і (або) вигадувати радіатор.
Напруга насичення ключа мікросхеми досить велика - майже 1В при струмі 1А, тому і такий такий. Хоча, судячи з датішиту на мікросхему, напруга насичення ключового транзистора при струмі 1А має перевищувати 0.4В.

Сервісні функції

Незважаючи на відсутність будь-яких сервісних можливостей у мікросхемі, їх можна реалізувати самостійно. Зазвичай, для стабілізатора струму світлодіодів потрібні вимкнення та регулювання струму навантаження.

Увімкнення-вимкнення

Вимкнення стабілізатора на мікросхемі МС34063 реалізується подачею напруги на 3-й висновок. Приклад показаний Рис.12.

Рис.12

Експериментально було визначено, що при подачі напруги на 3-й висновок мікросхеми її генератор, що задає, зупиняється, а ключовий транзистор закривається. У такому стані струм мікросхеми, що споживається, залежить від її виробника і не перевищує струму холостого ходу, зазначеного в датасіті (1.5-4мА).

Інші варіанти вимкнення стабілізатора (наприклад, подачею на 5-й висновок напруги більше 1.25В) виявляються гірше, так як не зупиняють генератор, що задає, і мікросхема споживає більший струм порівняно у правлінням по 3-му висновку.

Суть такого управління полягає у наступному.

На 3-му виведенні мікросхеми діє пилкоподібна напруга заряду і розряду частотозадаючого конденсатора. Коли напруга досягає порогового значення 1.25В починається розряд конденсатора, а вихідний транзистор мікросхеми закривається. Значить, для вимкнення стабілізатора потрібно подати на 3-й вхід мікросхеми напруга не менше ніж 1.25В.

Згідно з даними датацитів на мікросхему часзадающий конденсатора розряджається струмом максимум 0,26мА. Значить, при подачі на 3-й висновок зовнішньої напруги через резистор, для отримання напруги, що вимикає, не менше 1.25В струм через резистор повинен бути не менше 0.26мА. В результаті маємо дві основні цифри для розрахунку зовнішнього резистора.

Наприклад, при напрузі живлення стабілізатора 12...15В, стабілізатор повинен бути надійно вимкнений за мінімального значення – при 12В.

В результаті, опір додаткового резистора знаходимо з виразу:

R=(Uп-Uvd1-1.25В)/0.26мА=(12В-0.7В-1.25В)/0.26мА=39КОм.

Для надійного вимикання мікросхеми опір резистора вибираємо менше обчисленого значення. На фрагменті схеми Рис.12 опір резистора дорівнює 27КОМ. За такого опору напруга вимикання виходить близько 9В. Отже, при напрузі живлення стабілізатора 12В можна сподіватися надійне вимкнення стабілізатора з допомогою даної схеми.

При керуванні стабілізатором від мікроконтролера резистор R необхідно перерахувати для напруги 5В.

Вхідний опір по 3-му входу мікросхеми досить великий і будь-яке підключення зовнішніх елементів може впливати на формування пилкоподібної напруги. Для розв'язки ланцюгів управління від мікросхеми і, тим самим, збереження колишньої стійкості до перешкод служить діод VD1.

Управління стабілізатором можна здійснювати або подачею постійної напруги на лівий вивід резистора R (Рис.12), або закорочуванням на корпус точки резистора з'єднання R з діодом VD1 (при постійному наявності напруги на лівому виведенні резистора R).

Стабілітрон VD2 покликаний захистити вхід мікросхеми від влучення високої напруги. При низьких напругах живлення він не потрібен.

Регулювання струму навантаження

Оскільки опорна напруга компаратора струму мікросхеми дорівнює сумі напруги на резисторах R1 і R3, то зміною струму зсуву резистора R3 можна регулювати струм навантаження (Рис.11).

Можливі два варіанти регулювання – змінним резистором та постійною напругою.

На Рис.13 наведено фрагмент схеми Рис.11 з необхідними змінами та розрахункові співвідношення, що дозволяють розрахувати всі елементи схеми керування.

Рис.13

Для регулювання струму навантаження змінним резистором потрібно постійний резистор R2 замінити збиранням резисторів R2'. В цьому випадку, при зміні опору змінного резистора, загальний опір резистора R2 буде змінюватися в межах 27 ... 37Ком, а струм стоку транзистора VT1 (і резистора R3) буде змінюватися в межах 1.3В/27 ... 37КОм = 0.048 ... 0,035м. При цьому на резисторі R3 напруга зміщення змінюватиметься в межах 0.048…0,035мА*10КОм=0.48…0,35В. Для спрацьовування компаратора струму мікросхеми на резистори-датчику струму R1 (Рис.11) має падати напруга 0.45-0.48…0,35В=0…0.1В. При опорі R1=0.1Ом така напруга падатиме на ньому при протіканні через нього струму навантаження в межах 0…0.1В/0.1Ом=0…1А.

Тобто, змінюючи опір змінного резистора R2' в межах 27 ... 37 КЗ зможемо регулювати струм навантаження в межах 0 ... 1А.

Для регулювання струму навантаження постійною напругою потрібно затвор транзистора VT1 поставити дільник напруги Rd1Rd2. За допомогою цього дільника можна погодити будь-яку напругу управління з необхідним VT1.

На Рис.13 наведені всі необхідні розрахунку формули.

Наприклад, потрібне регулювання струму навантаження в межах 0...1А за допомогою постійної напруги, що змінюється в межах 0...5В.

Для використання схеми стабілізатора струму на Рис.11 ланцюг затвора транзистора VT1 ставимо дільник напруги Rd1Rd2 і розраховуємо номінали резисторів.

Вихідно схема розрахована на струм навантаження 1А, який задається струмом резистора R2 і пороговим напругою польового транзистора VT1. Для зменшення струму навантаження до нуля, як випливає з минулого прикладу, необхідно збільшити струм резистора R2 з 0.034 до 0.045мА. При постійному опорі резистора R2 (39КОм) напруга у ньому має змінюватися не більше 0.045…0,034мА*39КОм=1.755…1.3В. При нульовій напрузі на затворі та пороговому напрузі транзистора VT2 1.3В на резисторі R2 встановлюється напруга 1.3В. Для збільшення напруги на R2 до 1.755В потрібно подати на затвор VT1 постійне напруження величиною 1.755В-1.3В=0.455В. За умовою завдання така напруга на затворі має бути за керуючої напруги +5В. Задавшись опором резистора Rd2 100КОм (для мінімізації керуючого струму) знаходимо опір резистора Rd1 із співвідношення Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1):

Rd1 = Rd2 / (Uу / Ug-1) = 100КОм / (5В / 0.455В-1) = 10КОм.

Тобто, при зміні напруги управління від нуля до +5В струм навантаження зменшуватиметься з 1А до нуля.

Повна принципова схема стабілізатора струму на 1А з функціями включення-вимкнення та регулювання струму наведена на Рис.14. Нумерація нових елементів продовжує розпочату за схемою Рис.11.

Рис.14

У складі Рис.14 схема не перевірялася. Але повністю перевірялася схема Рис.11, з урахуванням якої вона створена.

Наведений на схемі спосіб увімкнення-вимкнення перевірений макетуванням. Способи регулювання струму поки що перевірені лише моделюванням. Але оскільки методи регулювання створені на основі реально перевіреного стабілізатора струму, то при складанні доведеться лише перераховувати номінали резисторів під параметри використаного польового транзистора VT1.

У наведеній схемі використані обидва варіанти регулювання струму навантаження – змінним резистором Rp та постійною напругою 0…5В. Гегулювання змінним резистором обрано трохи інший порівняно з Рис.12, що дозволило застосувати обидва варіанти одночасно.

Обидва регулювання залежні - струм, виставлений одним із способів, є максимальним для іншого. Якщо змінним резистором Rp виставити струм навантаження 0.5А, то регулювання напруги струм можна змінювати від нуля до 0.5А. І навпаки – струм 0.5А, виставлений постійною напругою, змінним резистором змінюватиметься також від нуля до 0.5А.

Залежність регулювання струму навантаження змінним резистором - експоненціальна, тому для отримання лінійного регулювання змінний резистор бажано вибрати з залежністю логарифмической опору від кута повороту.

При збільшенні опору Rp струм навантаження також збільшується.

Залежність регулювання струму навантаження постійною напругою – лінійна.

Перемикач SB1 вмикає або вимикає стабілізатор. При розімкнених контактах стабілізатор вимкнений, при замкнених - увімкнено.

При повністю електронному управлінні вимикання стабілізатора можна реалізувати або подачею постійної напруги безпосередньо на 3-й висновок мікросхеми або за допомогою додаткового транзистора. Залежно від необхідної логіки управління.

Конденсатор С4 забезпечує плавний запуск стабілізатора. При подачі живлення, поки конденсатор не зарядиться, струм польового транзистора VT1 (і резистора R3) не обмежений резистором R2 а дорівнює максимальному польового транзистора, включеного в режимі джерела струму (одиниці - десятки мА). Напруга на резисторі R3 перевищує порогове для струмового входу мікросхеми, тому ключовий транзистор мікросхеми закритий. Струм через R3 поступово зменшуватися доки досягне значення, заданого резистором R2. При наближенні до цього значення напруга на резисторі R3 зменшується, напруга на вході захисту струму все більше залежить від напруги на резисторе-датчику струму R1 і, відповідно, від струму навантаження. В результаті струм навантаження починає збільшуватися від нуля до наперед визначеного значення (змінним резистором або постійною напругою управління).

Друкована плата.

Нижче представлені варіанти друкованої плати стабілізатора (за блок-схемою Рис.2 або Рис.10 - практичний варіант) для різних корпусів мікросхеми (DIP-8 або SO-8) та різних дроселів (стандартних, заводського виготовлення або саморобних на кільці з розпиленого заліза ). Плата намальована у програмі Sprint-Layout 5-ї версії:

Усі варіанти розраховані на встановлення SMD елементів типорозміру від 0603 до 1206 залежно від розрахункової потужності елементів. На платі є посадочні місця під усі елементи схеми. При розпаюванні плати деякі елементи можна не встановлювати (про це вже йшлося вище). Наприклад, я вже повністю відмовився від установки частотозадаючого C Т і вихідного Co конденсаторів (Рис.2). Без частотозадаючого конденсатора стабілізатор працює на вищій частоті, а необхідність у вихідному конденсаторі є тільки при великих струмах навантаження (до1А) та (або) малих індуктивностях дроселя. Іноді є змив встановити частотозадаючі конденсатори, знизивши робочу частоту і, відповідно, динамічні втрати потужності при великих струмах навантаження.

Будь-яких особливостей друковані плати немає і можуть бути виконані як у односторонньому, і двосторонньому фольгированном текстоліті. При використанні двостороннього текстоліту друга сторона не витравлюється і служить додатковим тепловідведенням та (або) загальним дротом.

При використанні металізації зворотного бокуплати як тепловідведення потрібно просвердлити наскрізний отвір біля 8-го виведення мікросхеми і з'єднати пайкою обидві сторони короткою перемичкою з товстого мідного дроту. Якщо використовується мікросхема в DIP корпусі, то отвір потрібно просвердлити проти 8-го виведення і при паянні використовувати цей висновок як перемичку, розпаявши висновок з обох боків плати.

Хороші результати замість перемички дає встановлення заклепки з мідного дроту діаметром 1,8мм (жила з кабелю 2,5мм 2). Ставиться заклепка відразу після витравлювання плати - потрібно висвердлити отвір діаметром, рівним діаметру дроту заклепки, щільно вставити шматочок дроту і укоротити його так, що б він виступав з отвору не більше, ніж на 1мм, і добре розклепати з обох боків на ковадлі. З боку монтажу розклепувати слід урівень з платою, щоб виступаючий капелюшок заклепки не заважав розпаюванню деталей.

Може здатися дивною пораду, робити тепловідведення саме від 8-го виведення мікросхеми, але краш-тест корпусу несправної мікросхеми показав, що вся її силова частина розташована на широкій мідній пластинці з цілісним відведенням на 8-й вивід корпусу. Висновки 1 і 2 мікросхеми хоч і виконані у вигляді смужок, але занадто тонких для використання їх як тепловідведення. Всі інші висновки корпусу з'єднуються з кристалом мікросхеми тонкими дротяними перемичками. Цікаво, що не всі мікросхеми виконані в такий спосіб. Перевірені ще кілька корпусів показали, що кристал розташований у центі, а смужкові висновки мікросхеми всі однакові. Розпаювання - дротяними перемичками. Тому для перевірки потрібно «розібрати» ще кілька корпусів мікросхеми.

Тепловідведення ще можна виконати з мідної (сталевої, алюмінієвої) прямокутної пластини товщиною 0,5-1мм з розмірами, що не виходять за межі плати. При використанні корпусу DIP площа пластини обмежується тільки висотою дроселя. Між пластиною та корпусом мікросхеми слід покласти трохи термопасти. При корпусі SO-8 щільного прилягання пластини іноді можуть перешкоджати деякі деталі монтажу (конденсатори та діод). У цьому випадку замість термопасти краще поставити Номаконівську гумову прокладку відповідної товщини. Бажано припаяти 8-й висновок мікросхеми до цієї пластини дротяною перемичкою.

Якщо охолодна пластина має великі розміриі закриває прямий доступ до 8-го висновку мікросхеми, то потрібно попередньо просвердлити в пластині отвір навпроти 8-го виводу, а до самого висновку попередньо припаяти вертикально шматочок дроту. Потім, просунувши провід в отвір пластини і притиснувши її до корпусу мікросхеми, спаяти їх разом.

Зараз доступний хороший флюс для паяння алюмінію, тому тепловідведення краще зробити з нього. У цьому випадку тепловідведення можна зігнути за профілем з найбільшою площею поверхні.

Для отримання струмів навантаження до 1,5А тепловідведення слід робити з обох боків – у вигляді суцільного полігону з зворотного боку плати та у вигляді металевої пластини, притисненої до корпусу мікросхеми. При цьому обов'язкове паяння 8-го виведення мікросхеми як до полігону на звороті, так і пластини, притисненої до корпусу. Для збільшення теплової інерції тепловідведення зі зворотного боку плати, його також краще виконати у вигляді пластини, припаяної до полігону. У цьому випадку зручно тепловідвідну пластину посадити на заклепку у 8-го виведення мікросхеми, що раніше об'єднувала обидві сторони плати. Заклепування і пластину пропаяти, і прихопити її пайкою в декількох місцях по периметру плати.

До речі, при використанні пластини зі зворотного боку плати, сама плата може бути виконана з однобічного фольгованого текстоліту.

Написи на платі позиційних позначень елементів виконані звичайним способом (як і друковані доріжки), крім написів на полігонах. Останні виконані на службовому шарі "Ф" білого кольору. І тут ці написи виходять витравленням.

Проводи живлення та світлодіодів припаюються з протилежних торців плати згідно з написами: «+» та «-» — для живлення, «А» та «К» — для світлодіодів.

При використанні плати в безкорпусному варіанті (після перевірки та налаштування) зручно просмикнути її в шматочок термозбіжної трубки відповідної довжини і діаметра і прогріти феном. Торці ще не охолонув термоусадки потрібно обжати плоскогубцями ближче до висновків. Обтиснута на гарячу термоусадку склеюється і утворює майже герметичний і досить міцний корпус. Обтиснуті краї склеюються на стільки міцно, що при спробі роз'єднання термоусадка просто рветься. У той же час, при необхідності ремонту-обслуговування, обжаті місця самі розклеюються при повторному нагріванні феном, не залишаючи навіть слідів обтиснення. При деякій вправності ще гарячу термоусадку можна розтягнути пінцетом і акуратно вийняти з неї плату. В результаті термоусадка виявиться придатною для повторного корпусування плати.

При необхідності повної герметизації плати після обтиснення термусадки її торці можна залити термокойом. Для посилення «корпусу» можна одягнути на плату два шари термоусадки. Хоча і один шар виявляється досить міцним.

Програма для розрахунку стабілізатора

Для прискореного розрахунку та оцінки елементів схеми, у програмі EXCEL було намальовано таблицю з формулами. Для зручності деякі розрахунки підтримуються кодом на VBA. Робота програми перевірялася тільки в середовищі Windows XP:

При запуску файлу може з'явитися вікно із попередженням про наявність у програмі макросів. Слід вибрати команду "Не відключати макроси". Інакше програма запуститься, і навіть перераховуватиметься за прописаними в осередках таблиць формулами, але деякі функції виявляться відключеними (перевірка коректності введення, можливість оптимізації тощо).

Після запуску програми з'явиться вікно із запитом: "Відновити всі вхідні дані за замовчуванням?", в якому потрібно натиснути кнопку "Так" або "Ні". При виборі «Так» всі вхідні дані для розрахунку будуть виставлені за замовчуванням як приклад. Оновленими будуть і всі формули для розрахунку. У разі вибору «Ні» у вхідних даних буде використано значення, збережені в попередньому сеансі роботи.

В основному потрібно вибирати кнопку «Ні», але якщо не потрібно збереження попередніх результатів розрахунку, то можна вибрати «Так». Іноді, при введенні надто багатьох некоректних вхідних даних, якихось збоїв у роботі або випадковому видаленні вмісту осередку з формулою, простіше буває вийти з програми та запустити її знову, відповівши на запитання «Так». Це простіше, ніж шукати та виправляти помилки та знову прописувати втрачені формули.

Програма є звичайним аркушем книги Excel з трьома окремими таблицями ( Вхідні дані , Вихідні дані , Результати розрахунку ) та схемою стабілізатора.

У перших двох таблицях прописані назва введеного чи обчисленого параметра, його коротке умовне позначення (воно ж використовується у формулах для наочності), значення параметра та одиниця виміру. У третій таблиці назви опущені через непотрібність, оскільки призначення елемента можна побачити на схемі. Значення параметрів, що обчислюються, помічені жовтим кольором і їх не можна змінювати самостійно, так як в цих осередках прописані формули.

У таблицю « Вхідні дані » Заносяться вихідні дані. Призначення деяких параметрів пояснено у примітках. Всі комірки з вхідними даними повинні бути заповнені, тому що всі вони беруть участь у обчисленні. Виняток становить осередок з параметром «Пульсації струму навантаження (Інп)» — він може бути порожнім. У цьому випадку індуктивність дроселя обчислюється, виходячи з мінімального значення струму навантаження. Якщо ж у цьому осередку задати значення струму пульсацій навантаження, то індуктивність дроселя обчислюється виходячи із зазначеного значення пульсацій.

У різних виробників мікросхем деякі параметри можуть відрізнятися - наприклад, величина опорної напруги або струм, що споживається. Щоб отримати більш достовірні результати обчислень, необхідно вказати більш точні дані. Для цього можна скористатися другим аркушем файлу («Мікросхеми»), де наведено основний список параметрів, що відрізняються. Знаючи фірму-виробника мікросхеми, можна знайти більш точні дані.

У таблиці " Вихідні дані »знаходять інтерес проміжні результати обчислень. Формули, якими проводяться обчислення можна побачити, виділивши осередок з обчисленим значенням. Осередок із параметром «Коефіцієнт заповнення максимальний (dmax)» може бути виділений одним із двох кольорів – зеленим та червоним. Зеленим кольором осередок виділяється за допустимого значення параметра, а червоним – за перевищення максимально допустимого значення. У примітці до комірки можна прочитати, які вхідні дані потрібно змінити для виправлення.

У документі AN920-D, де докладніше описується ця мікросхема, сказано, що максимальне значення коефіцієнта заповнення мікросхеми MC34063 не може перевищувати 0.857, інакше межі регулювання можуть не співпадати із заданими. Саме це значення прийнято за критерій правильності отриманого з розрахунку параметра. Правда практика показала, що реальне значення коефіцієнта заповнення може бути більшим за 0.9. Вочевидь, така розбіжність пояснюється «нестандартним» включенням.

Результатом обчислень є значення пасивних елементів схеми, зведених до третьої таблиці « Результати розрахунку» . Отримані значення можна використовувати при складанні схеми стабілізатора.

Іноді буває корисно підігнати отримані значення під себе, наприклад коли отримане значення опору резистора, ємності конденсатора або індуктивності дроселя не співпадає зі стандартним. Також цікаво буває подивитися, як впливає на загальні характеристикисхеми зміни номіналів деяких елементів. У програмі реалізовано таку можливість.

Праворуч від таблиці « Результати розрахунку» напроти кожного параметра розташований квадратик. При натисканні лівої кнопки мишки на вибраному квадратику, в ньому з'являється «пташка», що відзначає параметр, що вимагає підбору. При цьому з поля зі значенням знімається жовте підсвічування, що означає можливість самостійного вибору значення параметра. На таблиці « Вхідні дані" червоним кольором виділяються параметри, що змінюються при цьому. Тобто проводиться зворотний перерахунок – формула прописується в осередку таблиці вхідних даних, а параметром для розрахунку є значення таблиці « Результати розрахунку» .

Наприклад, поставивши «пташку» навпроти індуктивності дроселя в таблиці « Результати розрахунку» , можна побачити, що червоним кольором виділено параметр «Струм навантаження мінімальний» таблиці « Вхідні дані ».

При зміні індуктивності змінюються деякі параметри таблиці « Вихідні дані », наприклад, «Максимальний струм дроселя та ключа (I_Lmax)». Таким чином можна підібрати дросель з мінімальною індуктивністю зі стандартного ряду та розмірами, не перевищивши при цьому максимальний струм ключового транзистора мікросхеми, але «пожертвувавши» значенням мінімального струму навантаження. При цьому можна побачити, що значення ємності вихідного конденсатора Co так само збільшилося, щоб компенсувати збільшення пульсацій струму навантаження.

Підібравши індуктивність і переконавшись, що інші залежні параметри не виходять за небезпечні межі, знімаємо пташку навпроти параметра індуктивності, закріплюючи тим самим отриманий результат до зміни інших параметрів, що впливають на індуктивність дроселя. При цьому у таблиці « Результати розрахунку» відновлюються формули, а таблиці « Вхідні дані" , Навпаки, забираються.

Так само можна підібрати й інші параметри таблиці. Результати розрахунку» . Однак слід мати на увазі, що параметри практично всіх формул перетинаються, тому за бажання змінити відразу всі параметри цієї таблиці може з'явитися вікно помилки з повідомленням про перехресні посилання.

Завантажити статтю у форматі PDF.

Моги з нас, мабуть, стикалися з проблемою живлення 9-вольтових мультиметрів, коли символ «батарейки» у лівому верхньому кутку екрана з'являється в самий невідповідний момент і прилад починає нахабно «брехати». Ось і я після того, як набридло міняти «Крони», та й у продажу не завжди були раніше, став запитувати мультиметр від стаціонарного блоку живлення і одного разу відправив до праотців свій мультиметр, подавши на нього помилково харчування 27 вольт. Ось тоді і почав замислюватися про «альтернативне джерело енергії». Методом спроб і помилок було знайдено схему. Її мені підказав друг за форумом «radiomaster.com.ua» Сергій Гурєєв, за що йому респект та «поважка».

У цій статті пропоную увазі радіоаматорів схему перетворювача напруги для живлення мультиметра на досить поширеній ІМС МС34063А. Схему взяв із «даташиту» мікросхеми. Мікросхема працює як на підвищення напруги, так і на зниження. Вхідна напруга від 3 до 40 вольт. Вихідний струм до 1,5 ампер. Ще існує так званий калькулятор

для розрахунку номіналів радіоелементів «обв'язування» та типу включення її від призначення. Слід зазначити, що цей перетворювач вигідно відрізняється від інших пристроїв, що працюють на ту саму задачу. У ньому немає взаємодії з мережею 220 вольт, отже, виключається ризик ураження користувача електричним струмом. Наявна явна простота – у цій схемі присутні лише дев'ять деталей. Наявність внутрішнього генератора, частота перетворення якого задається зовнішніми елементами, гарантує стабільну напругу на виході пристрою. Наведені параметри, відносна дешевизна мікросхеми, а також простота включення та мінімум деталей роблять її привабливою для повторення. Для порівняння, ціна на елемент живлення "Крона" у нас в Донецьку близько 2$, ціна на ІМС МС34063А 0.5$. Це при тому, що «Крони» ви періодично змінюєте, а вони, як правило, не дешевшають.

Конструктивно перетворювач оформлений навісним монтажем, але естети можуть виконати у вигляді друкованої плати у форматі SMD. Мікросхему я застосував у корпусі DIP8 – для неї є панелька і зручно вести монтаж інших елементів навколо. Вхідне живлення беру з літієвого акумулятора мобільного телефону. У торці корпусу мультиметра виконано роз'єм для підключення зарядного пристрою, в моєму випадку від того ж мобільного телефону. Якийсь налаштування схема не вимагає - все працює відразу при включенні живлення. Підключати перетворювач слід у розрив доріжки, що йде від кнопки включення живлення до решти схеми.

Допрацьовувався мультиметр DT – 9502, у нього подача живлення організована кнопкою, якщо допрацьовуватимуться прилади з «галетником», то там уже за ситуацією. Струм споживання становить 20 мА, а режимі вимірювання ємності на межі «200 мкФ» – 60 мА. Мультиметри цього класу мають таймер на відключення часу роботи, тому при живленні в 3.8 – 4.2 вольта час роботи скорочуватиметься вдвічі. Щоб цього не сталося, треба підпаяти паралельно конденсатору таймера конденсатор ємністю 100 мкФ з боку доріжок. Також можна вбудувати бічне підсвічування екрану - дуже зручна штука, яка не раз мене виручала. Але це вже зовсім інша тема.

З повагою, Танґо.

Мікросхема є універсальним імпульсним перетворювачем, на якому можна реалізовувати понижуючі, що підвищують та інвертують перетворювачі з максимальним внутрішнім струмом до 1,5А.

Нижче до вашої уваги представлена ​​схема знижуючого перетворювача з вихідною напругою 5V та струмом 500mA.

Схема перетворювача MC34063A

Набір деталей

Мікросхема: MC34063A
Конденсатори електролітичні: C2 = 1000мФ/10В; C3 = 100мФ/25В
Конденсатори металоплівкові: C1 = 431пФ; C4 = 0.1мФ
Резистори: R1 = 0.3 ом; R2 = 1к; R3 = 3к
Діод: D1 = 1N5819
Дросель: L1 = 220uH

C1 – ємність частотнозадаючого конденсатора перетворювача.
R1 – резистор, який відключить мікросхему при перевищенні струму.
C2 – конденсатор фільтра. Чим він більший тим менше пульсацій, має бути LOW ESR типу.
R1, R2 – дільник напруги, який задає вихідну напругу.
D1 – діод повинен бути надшвидким (ultrafast) або діодом шоттки з допустимою зворотною напругою не менше ніж у 2 рази, що перевищує вихідну.
Напруга живлення мікросхеми 9 - 15 вольт, а вхідний струм не повинен перевищувати 1.5А

Друкована плата MC34063A

Два варіанти друкованих плат

Тут можна завантажити універсальний калькулятор

Цей опус буде про 3-багатирі. Чому богатирях?))) Здавна, богатирі — захисники Батьківщини, люди які «тирили», тобто копили, а не як зараз -«крали», багатство. ). Причому всі три – на одній мікросхемі MC34063 та на одному типі котушки DO5022 індуктивністю 150 мкГн. Застосовуються вони у складі комутатора НВЧ-сигналу на pin-діодах, схема та плата яких наведена наприкінці цієї статті.

Розрахунок понижувального перетворювача (step-down, buck) DC-DC на мікросхемі MC34063

Розрахунок ведеться за типовою методикою "AN920/D" від ON Semiconductor. Cхема електрична принципова перетворювача зображено малюнку 1. Номери елементів схеми відповідають останнього варіанту cхеми (з файлу “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”).

Рис.1 Схема електрична важлива знижуючого (step-down) драйвера.

Висновки мікросхеми:

Висновок 1 SWC(switch collector) - колектор вихідного транзистора

Висновок 2 SWE(switch emitter) - емітер вихідного транзистора

Висновок 3 ТС(timing capacitor) — вхід для підключення конденсатора, що задає час.

Висновок 4 GND– земля (з'єднується із загальним проводом понижуючого DC-DC)

Висновок 5 CII(FB) (comparator inverting input) - інвертуючий вхід компаратора

Висновок 6 VCC- харчування

Висновок 7 Ipk- Вхід схеми обмеження максимального струму

Висновок 8 DRC(driver collector) - колектор драйвера вихідного транзистора (як драйвер вихідного транзистора також використовується біполярний транзистор, з'єднаний за схемою Дарлінгтона, що стоїть всередині мікросхеми).

Елементи:

L 3- дросель. Краще використовувати дросель відкритого типу (не повністю закритий феритом) - серія DO5022T від Сoilkraft або RLB від Bourns, оскільки такий дросель входить у насичення при більшому струмі, ніж поширені дроселі закритого типу CDRH Sumida. Краще використовувати дроселі більшої індуктивності, ніж отримане розрахункове значення.

З 11- часзадающий конденсатор, він визначає частоту перетворення. Максимальна частота перетворення мікросхем 34063 становить близько 100 кГц.

R 24 , R 21- Дільник напруги для схеми компаратора. На неінвертуючий вхід компаратора подається напруга 1,25 від внутрішнього регулятора, а на вхід, що інвертує, - з дільника напруги. Коли напруга з дільника стає рівною напрузі від внутрішнього регулятора - компаратор перемикає вихідний транзистор.

C 2 , 5 , 8 і 17 , 18- відповідно, вихідний та вхідний фільтри. Місткість вихідного фільтра визначає величину пульсацій вихідної напруги. Якщо в процесі розрахунків виходить, що для заданої величини пульсацій потрібна дуже велика ємність, можна зробити розрахунок для великих пульсацій, а потім використовувати додатковий LC-фільтр. Вхідну ємність зазвичай беруть 100...470 мкФ (рекомендація TI не менше 470 мкФ), вихідну - також беруть 100...470 мкФ (взято 220 мкФ).

R 11-12-13 (R sc)- Токочутливий резистор. Він необхідний схеми обмеження струму. Максимальний струм вихідного транзистора для MC34063=1.5А, для AP34063=1.6А. Якщо піковий струм, що перемикається, перевищуватиме ці значення, то мікросхема може згоріти. Якщо точно відомо, що піковий струм навіть близько не підходить до максимальних значень, цей резистор можна не ставити. Розрахунок ведеться саме на піковий струм (внутрішнього транзистора). При використанні зовнішнього транзистора піковий струм протікає через нього, через внутрішній транзистор протікає менший струм.

VT 4 – зовнішній біполярний транзистор, ставиться у схему, коли розрахунковий піковий струм перевищує 1.5А (при великому вихідному струмі). Інакше перегрів мікросхеми може призвести до виходу з ладу. Робочий режим (струм бази транзистора) R 26 , R 28 .

VD 2 – діод Шоттки або ультрашвидкий (ultrafast) діод на напругу (пряме та зворотне) не менше 2U вих

Порядок розрахунку:

• Вибирають номінальну вхідну та вихідну напругу: V in, V outта максимальний

вихідний струм I out.

У нашій схемі V in =24В, Vout =5В, Iout =500мА(максимально 750 мА)

• Вибирають мінімальну вхідну напругу V in(min)та мінімальну робочу частоту f minпри вибраних V inі I out.

У нашій схемі V in (min) = 20В (по ТЗ),обираємо f min = 50 кГц

3) Розраховують значення (t on +t off) maxза формулою (t on +t off) max =1/f min, t on(max)- Максимальний час, коли вихідний транзистор відкритий, t off(max)- Максимальний час, коли вихідний транзистор закрито.

(t on +t off) max =1/f min =1/50кГц=0.02 мС=20 мкС

Розраховують ставлення t on /t offза формулою t on /t off = (V out +V F) / (V in (min) -V sat -V out), де V F- Падіння напруги на діоді (forward -пряме падіння напруги), V sat- падіння напруги на вихідному транзисторі, коли він знаходиться у повністю відкритому стані (saturation – напруга насичення) при заданому струмі. V satвизначається за графіками або таблицями, наведеними у документації. З формули видно, що чим більше V in, V outі що більше вони відрізняються один від одного — тим менший вплив на кінцевий результат надають V Fі V sat.

(t on /t off) max =(V out +V F)/(V in(min) -V sat -V out)=(5+0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408

4) Знаючи t on /t offі (t on +t off) maxвирішують систему рівнянь та знаходять t on(max).

t off = (t on +t off) max / ((t on /t off) max +1) =20мкС/(0.408+1)=14.2 мкС

t on (max) =20- t off= 20-14.2 мкС = 5.8 мкС

5) Знаходять ємність часзадаючого конденсатора З 11 (Ct) за формулою:

C 11 = 4.5 * 10 -5 * t on (max).

C 11 = 4.5*10 -5 * t on (max) = 4.5 * 10 - 5 * 5.8 мкС = 261pF(це min значення) , беремо 680pF

Чим менша ємність, тим більша частота. Ємності 680pF відповідає частота 14КГц

6) Знаходять піковий струм через вихідний транзистор: I PK(switch) =2*I out. Якщо він вийшов більший за максимальний струм вихідного транзистора (1.5 …1.6 А), то перетворювач з такими параметрами неможливий. Потрібно або перерахувати схему на менший вихідний струм ( I out), або використовувати схему із зовнішнім транзистором.

I PK(switch) =2*I out =2*0.5=1A(Для максимального значення вихідного струму 750ма I PK(switch) = 1.4А)

7) Розраховують R scза формулою: R sc =0,3/I PK(switch).

R sc =0,3/I PK(switch) =0.3/1=0.3 Ом,паралельно з'єднуємо 3 резистори ( R 11-12-13) по 1 Ом

8) Розраховують мінімальну ємність конденсатора вихідного фільтра: З 17 =I PK(switch) *(t on +t off) max /8V ripple(p-p), де V ripple(p-p)- Максимальна величина пульсацій вихідної напруги. Береться максимальна ємність із найближчих до розрахункового стандартних значень.

З 17 =I PK (switch) *(t on+ t off) max/8 V ripple (p — p) =1*14.2 мкС/8*50 мВ=50 мкФ, беремо 220 мкФ

9) Розраховують мінімальну індуктивність дроселя:

L 1(min) = t on (max) *(V in (min) — V sat— V out)/ I PK (switch) . Якщо виходять занадто великі C 17 і L 1 можна спробувати підвищити частоту перетворення і повторити розрахунок. Чим вище частота перетворення — тим нижча мінімальна ємність вихідного конденсатора та мінімальна індуктивність дроселя.

L 1(min) =t on(max) *(V in(min) -V sat -V out)/I PK(switch) =5.8мкС *(20-0.8-5)/1=82.3 мкГн

Це мінімальна індуктивність. Для мікросхеми MC34063 дросель слід вибирати із явно більшим значенням індуктивності, ніж розрахункове значення. Вибираємо L=150мкГн фірми CoilKraft DO5022.

10) Опори дільника розраховуються із співвідношення V out =1,25 * (1 + R 24 / R 21). Ці резистори повинні бути не менше ніж 30 Ом.

Для V out =5В беремо R 24 =3.6К тодіR 21 =1.2К

Онлайн розрахунок http://uiut.org/master/mc34063/ показує правильність розрахованих значень (крім Сt=С11):

Також є інший онлайн розрахунок http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, який також показує правильність розрахованих значень.

12) За умовами розрахунку п.7 піковий струм 1А (Макс 1.4А) знаходиться біля максимального струму транзистора (1.5 …1.6 А) Бажано поставити зовнішній транзистор вже при піковому струмі 1А, щоб уникнути перегріву мікросхеми. І це зроблено. Вибираємо транзистор VT4 MJD45 (PNP-тип) з коефіцієнтом передачі струму 40 (h21е бажано взяти максимально можливим, тому що транзистор працює в режимі насичення та на ньому падає напруга порядку =0.8В). Деякі виробники транзисторів вказують на заголовку даташита про мінімальне значення напруги насичення Usat системи 1В, на яке треба орієнтуватися.

Розрахуємо опори резисторів R26 та R28 у ланцюгах обраного транзистора VT4.

Струм бази транзистора VT4: Iб= I PK (switch) / h 21 е . Iб = 1/40 = 25мА

Резистор у ланцюзі БЕ: R 26 =10*h21е/ I PK (switch) . R 26 = 10 * 40/1 = 400 Ом (беремо R 26 = 160 Ом)

Струм через резистор R 26: I RBE = V BE / R 26 = 0.8/160 = 5мА

Резистор у ланцюгу бази: R 28 =(Vin(min)-Vsat(driver)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Ом, можна взяти менше 160 Ом (однотипний з R 26 , так як вбудований транзистор Дарлінгтон може забезпечити більший струм для меншого резистора.

13) Розрахуємо елементи постачання R 32, C 16. (див. розрахунок підвищуючої схеми та схему нижче).

14) Розрахуємо елементи вихідного фільтра L 5 , R 37, C 24 (Г.Oтт "Методи придушення шумів і перешкод в електронних системах" стор.120-121).

Вибрав - котушку L5 = 150мкГн (однотипний дросель з активним резистивним опором Rдрос = 0.25 ом) і С24 = 47мкФ (у схемі вказано більше значення 100 мкФ)

Розрахуємо декремент згасання фільтра кси =((R+Rдросс)/2)* корінь(С/L)

R=R37 ставиться коли декремент загасання менше 0.6, щоб усунути викид відносної АЧХ фільтра (резонанс фільтра). Інакше фільтр на цій частоті зрізу посилюватиме коливання, а не послаблюватиме.

Без R37: Ксі = 0.25 / 2 * (корінь 47/150) = 0.07 - буде підйом АЧХ до +20дб, що погано, тому ставимо R = R37 = 2.2 Ом, тоді:

C R37: Ксі = (1 +2.2) / 2 * (корінь 47/150) = 0.646 - при кси 0.5 і більше спад АЧХ (ті немає резонансу).

Резонансна частота фільтра (частота зрізу) Fср=1/(2*пі*L*C), повинна лежати нижче за частоти перетворення мікросхеми (ти фільтрувати ці високі частоти 10-100кГц). Для зазначених значень L і отримаємо Fср=1896 Гц, що менше частот роботи перетворювача 10-100кГц. Опір R37 більше кількох Ом підвищувати не можна, тому на ньому впаде напруга (при струмі навантаження 500мА і R37=2.2 Ом падіння напруги складе Ur37=I*R=0.5*2.2=1.1В).

Усі елементи схеми вибрано для поверхневого монтажу

Осцилограми роботи в різних точках схеми знижувального перетворювача:

15) а) Осцилограми без навантаження ( Uвх = 24в, Uвих = +5В):

Напруга +5В на виході перетворювача (на конденсаторі С18) без навантаження

Сигнал на колекторі транзистора VT4 має частоту 30-40Гц, без навантаження, схема споживає близько 4 мА без навантаження

Управляючі сигнали на вив.1 мікросхеми (нижній) та на базі транзистора VT4 (верхній) без навантаження

б) Осцилограми під навантаженням(Uвх = 24в, Uвых = +5В), при частотозадаючої ємності c11 = 680pF. Змінюємо навантаження шляхом зменшення опору резистора (3 осцилограми нижче). Вихідний струм стабілізатора при цьому збільшується, як і вхідний.

Навантаження - 3 резистора 68 ом паралельно ( 221 мА) Вхідний струм – 70мА

Жовтий промінь - сигнал на базі транзистора (керуючий) Синій промінь - сигнал на колекторі транзистора (вихідний) Навантаження - 5 резисторів 68 ом паралельно ( 367 мА) Вхідний струм – 110мА

Жовтий промінь - сигнал на базі транзистора (керуючий) Синій промінь - сигнал на колекторі транзистора (вихідний) Навантаження - 1 резистор 10 ом ( 500 мА) Вхідний струм – 150мА

Висновок: залежно від навантаження змінюється частота проходження імпульсів, при більшому навантаженні – частота збільшується, далі паузи (+5В) між фазою накопичення та віддачі – пропадають, залишаються тільки прямокутні імпульси – стабілізатор працює “на межі” своїх можливостей. Це також видно по осцилограмі нижче, коли напруга “пили” має викиди – стабілізатор входить до режиму обмеження струму.

в) Напруга на частотоздатній ємності c11=680pF при максимальному навантаженні 500мА

Жовтий промінь - сигнал ємності (керуюча пилка) Синій промінь - сигнал на колекторі транзистора (вихідний) Навантаження - 1 резистор 10 ом ( 500 мА) Вхідний струм – 150мА

г) Пульсації напруги на виході стабілізатора (С18) при максимальному навантаженні 500мА

Жовтий промінь - сигнал пульсацій на виході (с18) Навантаження - 1 резистор 10 ом ( 500 мА)

Пульсації напруги на виході LC(R)-фільтра (С24) при максимальному навантаженні 500мА

Жовтий промінь - сигнал пульсацій на виході LC(R)-фільтра (с24) Навантаження - 1 резистор 10 ом ( 500 мА)

Висновок: розмах напруг пульсацій від піку до піку зменшився з 300мВ до 150мВ.

д) Осцилограма загасаючих коливань без снаббера:

Синій промінь - на діоді без снаббера (видна вставка імпульсу з часом не рівним періоду, тому що це не ШИМ, а ЧИМ)

Осцилограма загасаючих коливань без снаббера (збільшено):

Розрахунок підвищує перетворювача (step-up, boost) DC-DC на мікросхемі MC34063

http://uiut.org/master/mc34063/. Для підвищує драйвера він переважно аналогічний розрахунку понижуючого драйвера, тому можна вірити. Схема при онлайн-розрахунку автоматично змінюється на типову схему з AN920/D Вхідні дані, результати розрахунку і сама типова схема представлені нижче.

- польовий N-канальний транзистор VT7 IRFR220N. Підвищує здатність навантаження мікросхеми, дозволяє швидко перемикатися. Підбирають по:Електрична схема підвищуючого перетворювача зображена на малюнку 2. Номери елементів схеми відповідають останньому варіанту схеми (з файлу "Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH"). У схемі є елементи, яких немає на типовій схемі онлайн-розрахунку. Це такі елементи:

• Максимальній напрузі сток-витік V DSS =200В, тк висока напруга на виході +94В
• Малого падіння напруги каналу R DS(on) max =0.6Oм.Чим менший опір каналу, тим менші втрати на нагрівання та вище ккд.
• Малої ємності (вхідний), яка визначає заряд затвора Qg (Total Gate Charge)та малий вхідний струм затвора. Для цього транзистора I=Qg*Fsw=15нКл*50 КГц = 750мкА.
• Максимальному струму стоку I d=5А, ТК імпульсний струм Ipk = 812 mA при вихідному струмі 100мА

— елементи дільника напруги R30, R31 і R33 (знижує напругу для затвора VT7, яка має бути не більшою за V GS =20В)

- Елементи розряду вхідної ємності VT7 - R34, VD3, VT6 при перемиканні транзистора VT7 в закритий стан. Зменшує час спаду на затворі VT7 з 400 нС (не показано) до 50 нС (осцилограма з часом спаду 50 нС). Лог 0 на вив.2 мікросхеми відкриває PNP-транзистор VT6 і вхідна ємність затвора розряджається через перехід КЕ VT6 (швидше, ніж просто через резистор R33, R34).

- котушка L при розрахунку виходить дуже великий, обраний менший номінал L = L4 (рис.2) = 150мкГн

- Елементи снаббера С21, R36.

Розрахунок снаббера:

Звідси L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^- 12) = 5.1КОм

Величина ємності снабера зазвичай є компромісним рішенням, оскільки, з одного боку, що більше ємність — то краще згладжування ( менше числоколивань), з іншого боку, кожен цикл ємність перезаряджається і розсіює через резистор частину корисної енергії, що позначається на ККД (зазвичай, нормально розрахований снаббер знижує ККД дуже незначно, у межах пари відсотків).

Шляхом постановки змінного резистора, визначили точніше опір R=1 K

Рис.2 Схема електрична важлива драйвера, що підвищує (step-up, boost).

Осцилограми роботи в різних точках схеми перетворювача, що підвищує:

а) Напруга у різних точках без навантаження:

Напруга на виході - 94В без навантаження

Напруга на затворі без навантаження

Напруга на стоку без навантаження

б) напруга на затворі (жовтий промінь) та на стоку (синій промінь) транзистора VT7:

на затворі і стоку під навантаженням змінюється частота з 11кГц(90мкс) до 20кГц(50мкс) — це не ШИМ, а ЧИМ

на затворі і стоку під навантаженням без снаббера (розтягнуто — 1 період коливання)

на затворі та на стоку під навантаженням зі снаббером

в) передній і задній фронт напруга вив.2 (жовтий промінь) та на затворі (синій промінь) VT7, пила вив.3:

синій - час наростання 450 нс на затворі VT7

Жовтий - час наростання 50 нс на вив 2 мікросхеми синій - час наростання 50 нс на затворі VT7

пила на Ct (вив.3 ІМС) з викидом регулювання F=11k

Розрахунок DC-DC інвертера (step-up/step-down, inverter) на мікросхемі MC34063

Розрахунок також ведеться за типовою методикою "AN920/D" від ON Semiconductor.

Розрахунок можна вести відразу "онлайн" http://uiut.org/master/mc34063/. Для інвертуючого драйвера він в основному аналогічний до розрахунку понижуючого драйвера, тому йому можна вірити. Схема при онлайн-розрахунку автоматично змінюється на типову схему з AN920/D Вхідні дані, результати розрахунку і сама типова схема представлені нижче.

— біполярний PNP-транзистор VT7 (підвищує здатність навантаження)Електрична схема инвертирующего перетворювача зображена на малюнку 3. Номери елементів схеми відповідають останньому варіанту cхеми (з файлу “Driver of MC34063 3in1 – ver 08. У схемі є елементи, яких немає на типовій схемі онлайн-розрахунку. Це такі елементи:

- елементи дільника напруги R27, R29 (задає струм бази та режим роботи VT7),

- Елементи снаббера С15, R35 (пригнічує небажані коливання від дроселя)

Деякі компоненти відрізняються від розрахункових:

• котушка L взята менше розрахункового значення L=L2 (рис.3)=150мкГн (однотипність усіх котушок)
• вихідна ємність взята менше за розрахункову С0=С19=220мкФ
• частотозадаючі конденсатор взятий С13 = 680пФ, відповідає частоті 14КГц
• резистори дільника R2=R22=3.6К, R1=R25=1.2К (взяті спочатку для вихідної напруги -5В) та остаточні резистори R2=R22=5.1К, R1=R25=1.2К (вихідної напруги -6.5В)

обмежувальний резистор струму взято Rsc - 3 резистора паралельно по 1 Ом (результуючий опір 0.3 Ом)

Рис.3 Схема електрична принципова інвертера (step-up/step-down, inverter).

Осцилограми роботи у різних точках схеми інвертера:

a) при вхідній напрузі +24В без навантаження:

на виході -6.5В без навантаження

на колекторі – накопичення та віддача енергії без навантаження

на вив.1 та базі транзистора без навантаження

на базі та колекторі транзистора без навантаження

пульсації на виході без навантаження

• 20.09.2014

  Тригер - це уст-во з двома стійкими станами рівноваги, призначені для запису та зберігання інформації. Тригер здатний зберігати 1 біт даних. Умовне позначення тригера має вигляд прямокутника, всередині якого пишеться буква Т. Зліва зображення прямокутника підводяться вхідні сигнали. Позначення входів сигналу пишуться на додатковому полі у лівій частині прямокутника. …

• 21.09.2014

  Однотактовий вихідний каскад лампового підсилювача містить мінімум деталей і простий у збиранні та регулюванні. Пентоди у вихідному каскаді можуть використовуватися тільки в ультралінійному включенні, тріодному або звичайному режимах. При тріодному включенні сітка, що екранує, з'єднується з анодом через резистор 100...1000Ом. В ультралінійному включенні каскад охоплений ОС по сітці, що дає зниження …

• 04.05.2015

  На малюнку показана схема простого інфрачервоного пульта та приймача виконавчим елементом якого є реле. Через простоту схеми пульта уст-во може виконувати тільки дві дії, це включити реле і вимкнути його відпустивши кнопку S1, що може бути достатньо для певних цілей (гаражні ворота, відчинення електромагнітного замка та ін.). Налаштування схеми дуже …

• 05.10.2014

  Схема виконана на здвоєному ОУ TL072. На А1.1 зроблено попередній підсилювач з коеф. посилення заданим ставленням R2R3. R1-регулятор гучності. На ОУ А1.2 виконаний активний трьохсмуговий бруківка регулятор тембру. Регулювання здійснюються змінними резисторами R7R8R9. Коеф. передачі цього вузла 1. Вбрані живлення попереднього УНЧ може бути від ±4В до ±15В.