Mc34063 s cizím klíčem. Napěťový měnič na MC34063. Oscilogramy činnosti v různých bodech obvodu zesilovacího měniče

Nyní existuje mnoho mikroobvodových stabilizátorů proudu LED, ale všechny jsou obvykle poměrně drahé. A protože je potřeba takových stabilizátorů v souvislosti s rozšiřováním vysoce výkonných LED diod velká, musíme pro ně hledat možnosti, stabilizátory a levnější.

Zde je navržena další verze stabilizátoru na běžném a levném mikroobvodu klíčového stabilizátoru MC34063. Od již známých stabilizačních obvodů na tomto mikroobvodu se navrhovaná varianta liší mírně nestandardním zapojením, které umožnilo zvýšit pracovní frekvenci a zajistit stabilitu i při malých hodnotách indukčnosti tlumivky a kapacity tlumivky. výstupní kondenzátor.

Vlastnosti mikroobvodu - PWM nebo PFM?

Zvláštností mikroobvodu je, že je to jak PWM, tak relé! Navíc si sami můžete vybrat, co to bude.

Dokument AN920-D, který tento mikroobvod blíže popisuje, říká něco takového (viz funkční schéma mikroobvodu na obr. 2).

Při nabíjení časovacího kondenzátoru se na jednom vstupu hradla AND nastaví logická jednotka, která ovládá spoušť. Pokud je výstupní napětí stabilizátoru nižší než jmenovité (na vstupu s prahovým napětím 1,25V), pak se na druhém vstupu téhož prvku nastaví logická jednotka. V tomto případě se na výstupu prvku a na vstupu "S" klopného obvodu nastaví také logická jednotka (aktivní úroveň na vstupu "S" je logická 1) a logická jednotka na jeho výstupu se objeví "Q", které otevírá klíčové tranzistory.

Když napětí na kondenzátoru pro nastavení frekvence dosáhne horní prahové hodnoty, začne se vybíjet, přičemž na prvním vstupu logického prvku „AND“ se objeví logická nula. Stejná úroveň je přivedena na resetovací vstup spouště (aktivní úroveň na vstupu "R" - logická 0) a resetuje jej. Na výstupu "Q" klopného obvodu se objeví logická nula a klíčové tranzistory jsou uzavřeny.
Poté se cyklus opakuje.

Funkční schéma ukazuje, že tento popis se týká pouze komparátoru proudu, funkčně připojeného k hlavnímu oscilátoru (řízenému vstupem 7 mikroobvodu). A výstup napěťového komparátoru (řízený vstupem 5) taková "privilegia" nemá.

Ukazuje se, že v každém cyklu může komparátor proudu jak otevřít klíčové tranzistory, tak je zavřít, pokud to samozřejmě komparátor napětí umožňuje. Ale samotný komparátor napětí může dát pouze povolení nebo zákaz otevření, což lze zjistit až v dalším cyklu.

Z toho vyplývá, že pokud zkratujete vstup proudového komparátoru (piny 6 a 7) a ovládáte pouze komparátor napětí (pin 5), pak se jím otevřou klíčové tranzistory a zůstanou otevřené až do konce cyklu nabíjení kondenzátoru. , i když napětí na vstupu komparátoru překročilo prahovou hodnotu. A teprve se začátkem vybíjení kondenzátoru generátor uzavře tranzistory. V tomto režimu může být výkon dodávaný do zátěže dávkován pouze frekvencí hlavního oscilátoru, protože klíčové tranzistory jsou sice násilně uzavřeny, ale pouze na dobu řádově 0,3-0,5 μs při libovolné hodnotě frekvence . A tento režim je spíše PFM - pulzní frekvenční modulace, která odkazuje na reléový typ regulace.

Pokud naopak zkratujete vstup napěťového komparátoru do pouzdra, vyřadíte jej z práce a ovládáte pouze vstup proudového komparátoru (pin 7), pak se klíčové tranzistory otevřou hlavním oscilátorem a sepnou na příkaz aktuálního komparátoru v každém cyklu! To znamená, že při absenci zátěže, kdy proudový komparátor nefunguje, se tranzistory na dlouhou dobu otevírají a na krátkou dobu zavírají. Při přetížení se naopak na povel komparátoru proudu otevřou a hned na dlouhou dobu zavřou. Při některých průměrných hodnotách zatěžovacího proudu jsou klíče otevřeny generátorem a po nějaké době, po spuštění komparátoru proudu, jsou zavřeny. Výkon v zátěži je tedy v tomto režimu regulován dobou trvání otevřeného stavu tranzistorů – tedy plnohodnotným PWM.

Lze namítnout, že se nejedná o PWM, jelikož v tomto režimu nezůstává frekvence konstantní, ale mění se - klesá s nárůstem provozního napětí. Ale při konstantním napájecím napětí zůstává frekvence také nezměněna a stabilizace zátěžového proudu se provádí pouze změnou doby trvání impulsu. Můžeme tedy předpokládat, že se jedná o plnohodnotné PWM. A změna pracovní frekvence se změnou napájecího napětí se vysvětluje přímým spojením komparátoru proudu s hlavním oscilátorem.

Při současném použití obou komparátorů (v klasickém schématu) vše funguje stejně a zapíná se režim klíče neboli PWM podle toho, v jakém komparátoru pracuje tento moment: s přepětím - klíč (PFM) as nadproudem - PWM.

Komparátor napětí můžete zcela vyloučit z práce zkratováním 5. kolíku mikroobvodu k pouzdru a stabilizace napětí se také provádí pomocí PWM instalací dalšího tranzistoru. Tato možnost je znázorněna na obr. 1.

Obr. 1

Stabilizace napětí v tomto obvodu se provádí změnou napětí na vstupu proudového komparátoru. Referenční napětí je prahové napětí hradla tranzistoru VT1 s efektem pole. Výstupní napětí stabilizátoru je úměrné součinu prahového napětí tranzistoru dělicím faktorem odporového děliče Rd1, Rd2 a vypočítá se podle vzorce:

Uout = Up (1 + Rd2 / Rd1), kde

Up - Prahové napětí VT1 (1,7 ... 2V).

Regulace proudu je stále závislá na odporu rezistoru R2.

Princip činnosti stabilizátoru proudu.

Mikroobvod MC34063 má dva vstupy, které lze použít ke stabilizaci proudu.

Jeden vstup má prahové napětí 1,25 V (5. kolík ms), což není výhodné pro docela výkonné LED kvůli ztrátám výkonu. Například při proudu 700mA (pro 3W LED) máme ztráty na rezistoru proudového snímače 1,25 * 0,7A = 0,875W. Už jen z tohoto důvodu nemůže být teoretická účinnost měniče vyšší než 3W / (3W + 0,875W) = 77%. Skutečný je 60% ... 70%, což je srovnatelné s lineárními stabilizátory nebo pouze odpory omezujícími proud.

Druhý vstup mikroobvodu má prahové napětí 0,3 V (7. pin ms) a je určen k ochraně vestavěného tranzistoru před nadproudem.
Obvykle se tento mikroobvod používá takto: vstup s prahovou hodnotou 1,25 V má stabilizovat napětí nebo proud a vstup s prahovou hodnotou 0,3 V má chránit mikroobvod před přetížením.
Někdy je instalován další operační zesilovač pro zesílení napětí ze snímače proudu, ale tuto možnost nebudeme uvažovat kvůli ztrátě atraktivní jednoduchosti obvodu a zvýšení nákladů na stabilizátor. Bude jednodušší vzít další mikroobvod ...

V této verzi je navrženo použít vstup s prahovým napětím 0,3V pro stabilizaci proudu a druhý s napětím 1,25V se jednoduše vypne.

Obvod je velmi jednoduchý. Pro usnadnění vnímání jsou znázorněny funkční jednotky samotného mikroobvodu (obr. 2).

Obr

Jmenování a výběr prvků obvodu.

Dioda D s tlumivkou L- prvky libovolného pulzního stabilizátoru jsou vypočteny pro požadovaný zatěžovací proud, resp. trvalý režim proudu tlumivky.

Kondenzátory Cjá a CÓ- blokování na vstupu a výstupu. Výstupní kondenzátor Co není zásadně nutný z důvodu malého zvlnění zatěžovacího proudu, zejména při vysokých hodnotách indukčnosti induktoru, proto je nakreslen tečkovanou čarou a v reálném obvodu může chybět.

Kondenzátor CT- nastavení frekvence. Není to také zásadně nutný prvek, proto je znázorněn tečkovanou čarou.

Datasheety k mikroobvodu udávají maximální pracovní frekvenci 100 kHz, tabulkové parametry průměrnou hodnotu 33 kHz, grafy závislost trvání otevřeného a zavřeného stavu klíče na kapacitě kondenzátoru pro nastavení frekvence vykazují minimální hodnoty 2 μs, respektive 0,3 μs (s kapacitou 10 pF).
Ukazuje se, že pokud vezmeme poslední hodnoty, pak je perioda 2μs + 0,3μs = 2,3μs, a to je frekvence 435KHz.

Vezmeme-li v úvahu princip fungování mikroobvodu - spoušť nastavená pulzem hlavního oscilátoru a resetovaná proudovým komparátorem, pak se ukáže, že tato ms je logická a provozní frekvence logiky není nižší než jednotky MHz. Ukazuje se, že rychlost bude omezena pouze rychlostní charakteristikou klíčového tranzistoru. A pokud by nevytáhl frekvenci 400 kHz, tak by se hrany s propady pulsů utáhly a účinnost by byla velmi nízká kvůli dynamickým ztrátám. Praxe však ukázala, že mikroobvody od různých výrobců začínají dobře a fungují vůbec bez kondenzátoru pro nastavení frekvence. A to umožnilo maximalizovat provozní frekvenci - až 200 kHz - 400 kHz, v závislosti na vzorku mikroobvodu a jeho výrobci. Klíčové tranzistory mikroobvodu drží takové frekvence dobře, protože čela impulsů nepřesahují 0,1 μs a poklesy nepřesahují 0,12 μs při pracovní frekvenci 380 kHz. Proto i při tak vysokých frekvencích jsou dynamické ztráty v tranzistorech poměrně malé a hlavní ztráty a zahřívání jsou určeny zvýšeným saturačním napětím klíčového tranzistoru (0,5 ... 1V).

Rezistor Rb omezuje proud báze vestavěného spínacího tranzistoru. Zahrnutí tohoto rezistoru znázorněného na obrázku vám umožňuje snížit výkon rozptýlený na něm a zvýšit účinnost stabilizátoru. Úbytek napětí na rezistoru Rb se rovná rozdílu mezi napájecím napětím, napětím zátěže a úbytkem napětí na mikroobvodu (0,9-2V).

Například u sériového řetězce 3 LED s celkovým úbytkem napětí 9 ... 10V a napájeného baterií (12-14V) nepřekročí úbytek napětí na rezistoru Rb 4V.

V důsledku toho jsou ztráty na rezistoru Rb několikanásobně menší ve srovnání s typickým zapojením, kdy je rezistor zapojen mezi 8. pin ms a napájecí napětí.

Je třeba mít na paměti, že buď je uvnitř mikroobvodu již nainstalován přídavný odpor Rb, nebo je zvýšen odpor samotné struktury klíče, nebo je struktura klíče navržena jako zdroj proudu. Vyplývá to z grafu závislosti saturačního napětí konstrukce (mezi piny 8 a 2) na napájecím napětí při různých odporech omezovacího rezistoru Rb (obr. 3).

Obr

Výsledkem je, že v některých případech (když je rozdíl mezi napájecím a zátěžovým napětím malý nebo lze ztráty přenést z rezistoru Rb na mikroobvod) lze rezistor Rb vynechat přímým připojením kolíku 8 mikroobvodu buď k na výstupu nebo na napájecí napětí.

A když není celková účinnost stabilizátoru nijak zvlášť důležitá, můžete propojit kolíky 8 a 1 mikroobvodu dohromady. V tomto případě se účinnost může snížit o 3-10% v závislosti na zatěžovacím proudu.

Při výběru rezistoru Rb je třeba udělat kompromis. Čím nižší je odpor, tím nižší je počáteční napájecí napětí, začíná režim stabilizace zatěžovacího proudu, ale zároveň se ztráty na tomto rezistoru zvyšují se širokým rozsahem kolísání napájecího napětí. V důsledku toho účinnost stabilizátoru klesá s rostoucím napájecím napětím.

Následující graf (obr. 4) například ukazuje závislost zatěžovacího proudu na napájecím napětí pro dvě různé hodnoty odporu Rb - 24 Ohm a 200 Ohm. Je jasně vidět, že s rezistorem 200Ω mizí stabilizace při napájecích napětích pod 14V (kvůli nedostatečnému proudu báze klíčového tranzistoru). U rezistoru 24Ω stabilizace mizí při napětí 11,5V.

Obr

Proto je nutné dobře spočítat odpor rezistoru Rb pro získání stabilizace v požadovaném rozsahu napájecích napětí. Zejména při napájení z baterie, kdy je tento dosah malý a činí jen několik voltů.

Rezistor Rsc je snímač zátěžového proudu. Výpočet tohoto odporu nemá žádné zvláštní vlastnosti. Je třeba mít na paměti, že referenční napětí proudového vstupu mikroobvodu se liší od různých výrobců. Níže uvedená tabulka ukazuje skutečné naměřené hodnoty referenčního napětí některých mikroobvodů.

Čip	Výrobce	U odkaz (B)
MC34063ACD	STMicroelectronics
MC34063EBD	STMicroelectronics
GS34063S	Globaltech Semiconductor
SP34063A	Společnost Sipex
MC34063A	Motorola
AP34063N8	Analogová technologie
AP34063A	Anachip
MC34063A	Fairchild

Statistiky o velikosti referenčního napětí jsou malé, proto by uvedené hodnoty neměly být považovány za standardní. Jen je třeba mít na paměti, že skutečná hodnota referenčního napětí se může velmi lišit od hodnoty uvedené v datovém listu.

Tak velký rozptyl v referenčním napětí je zřejmě způsoben účelem proudového vstupu - nikoli stabilizací zatěžovacího proudu, ale ochranou proti přetížení. I přes to je přesnost udržování zatěžovacího proudu v dané variantě vcelku dobrá.

O udržitelnosti.

V mikroobvodu MC34063 není možnost zavedení korekce do obvodu OS. Stability je zpočátku dosaženo zvýšenými hodnotami indukčnosti tlumivky L a zejména kapacitou výstupního kondenzátoru Co. V tomto případě se ukazuje určitý paradox - při práci na vyšších frekvencích lze požadované zvlnění napětí a zátěžového proudu získat při nízké indukčnosti a kapacitě filtračních prvků, ale obvod může být vybuzen, proto musíte nainstalovat velký indukčnost a (nebo) velká kapacita. V důsledku toho jsou rozměry stabilizátoru nadsazené.

Dalším paradoxem je, že u redukčních spínacích regulátorů není výstupní kondenzátor zásadně nezbytným prvkem. Požadovanou úroveň zvlnění proudu (napětí) lze získat jednou tlumivkou.

Dobrou stabilitu stabilizátoru při požadovaných nebo podhodnocených hodnotách indukčnosti a zejména kapacity výstupního filtru lze získat instalací dodatečné korekční RC sítě Rf a Cf, jak je znázorněno na obr. 2.

Praxe ukázala, že optimální hodnota časové konstanty tohoto řetězce by měla být alespoň 1KΩ * μF. Takové hodnoty parametrů řetězce, jako je odpor 10K ohm a kondenzátor 0,1uF, lze považovat za docela pohodlné.

S takovýmto korekčním obvodem pracuje stabilizátor stabilně v celém rozsahu napájecího napětí, s malými hodnotami indukčnosti (jednotky μH) a kapacity (jednotky a zlomky μF) výstupního filtru, nebo vůbec bez výstupního kondenzátoru. .

Důležitou roli pro stabilitu hraje režim PWM při použití ke stabilizaci proudového vstupu mikroobvodu.

Korekce umožnila pracovat na vyšších frekvencích některým mikroobvodům, které dříve vůbec nechtěly normálně fungovat.

Například následující graf ukazuje závislost pracovní frekvence na napájecím napětí pro mikroobvod MC34063ACD od STMicroelectronics s kapacitou kondenzátoru pro nastavení frekvence 100pF.

Obr

Jak je vidět z grafu, bez korekce tento mikroobvod nechtěl pracovat na zvýšených frekvencích ani při malé kapacitě kondenzátoru pro nastavení frekvence. Změna kapacity z nuly na několik stovek pF neovlivnila radikálně frekvenci a její maximální hodnota sotva dosahuje 100 kHz.

Po zavedení korekčního obvodu RfCf začal stejný mikroobvod (jako jemu podobné) pracovat na frekvencích až téměř 300 kHz.

Danou závislost lze možná považovat za typickou pro většinu mikroobvodů, ačkoli mikroobvody některých společností pracují na vyšších frekvencích i bez korekce a zavedení korekce pro ně umožnilo získat provozní frekvenci 400 kHz při napájecím napětí 12 ... 14V.

Další graf ukazuje činnost stabilizátoru bez korekce (obr. 6).

Obr

V grafu jsou uvedeny závislosti odebíraného proudu (Iп), zatěžovacího proudu (Iн) a zkratového proudu výstupu (Isc) na napájecím napětí pro dvě hodnoty kapacity výstupního kondenzátoru (Co) - 10 mkF a 220 mkF.

Je jasně vidět, že zvýšením kapacity výstupního kondenzátoru se zvyšuje stabilita stabilizátoru - lomené křivky při kapacitě 10 μF jsou způsobeny samobuzením. Při napájecích napětích do 16V nedochází k buzení, objevuje se při 16-18V. Poté dojde ke změně režimu a při napětí 24V se objeví druhý zlom. Současně se mění pracovní frekvence, což je vidět i na předchozím grafu (obr. 5) závislosti pracovní frekvence na napájecím napětí (oba grafy byly získány současně při zkoumání jedné instance stabilizátoru).

Zvýšení kapacity výstupního kondenzátoru na 220μF a více zvyšuje stabilitu zejména při nízkých napájecích napětích. Ale neeliminuje vzrušení. Více či méně stabilní provoz stabilizátoru lze dosáhnout s kapacitou výstupního kondenzátoru alespoň 1000 mkF.

V tomto případě má indukčnost tlumivky velmi malý vliv na celkový obraz, i když je zřejmé, že zvýšení indukčnosti zvyšuje stabilitu.

Změny pracovní frekvence ovlivňují stabilitu zatěžovacího proudu, což je také vidět na grafu. Neuspokojivá je i celková stabilita výstupního proudu při změně napájecího napětí. Proud lze považovat za relativně stabilní v poměrně úzkém rozsahu napájecích napětí. Například při provozu na baterie.

Zavedení korekčního řetězce RfCf radikálně mění činnost stabilizátoru.

Následující graf ukazuje činnost stejného stabilizátoru, ale s korekčním řetězcem RfCf.

Obr. 7

Je jasně vidět, že stabilizátor začal pracovat, jak má u stabilizátoru proudu být - zátěžové a zkratové proudy jsou prakticky stejné a neměnné v celém rozsahu napájecích napětí. V tomto případě výstupní kondenzátor přestal vůbec ovlivňovat činnost stabilizátoru. Kapacita výstupního kondenzátoru nyní ovlivňuje pouze úroveň zvlnění proudu a napětí zátěže a v mnoha případech nemusí být kondenzátor instalován vůbec.

Níže jsou jako příklad uvedeny hodnoty zvlnění zatěžovacích proudů při různých kapacitách výstupního kondenzátoru Co. LED jsou zapojeny 3 do série v 10 paralelních skupinách (30 ks). Napájecí napětí - 12V. Tlumivka 47μH.

Bez kondenzátoru: zatěžovací proud 226mA + -65mA nebo 22,6mA + -6,5mA na LED.
S kondenzátorem 0,33μF: 226mA + -25mA nebo 22,6mA + -2,5mA na LED.
S kondenzátorem 1,5μF: 226mA + -5mA nebo 22,6mA + -0,5mA na LED.
S 10μF kondenzátorem: 226mA + -2,5mA nebo 22,6mA + -0,25mA na LED.

Tedy bez kondenzátoru, při celkovém zatěžovacím proudu 226mA bylo zvlnění zatěžovacího proudu 65mA, což v přepočtu na jednu LED dává průměrný proud 22,6mA a zvlnění 6,5mA.

Je vidět, jak i malá kapacita 0,33μF prudce snižuje zvlnění proudu. Současně zvýšení kapacity z 1mkF na 10mkF má malý vliv na úroveň zvlnění.

Všechny kondenzátory byly keramické, protože běžné elektrolyty nebo tantalové elektrolyty neposkytují ani malou úroveň zvlnění.

Ukazuje se, že na výstupu je 1μF kondenzátor zcela dostačující pro všechny příležitosti. Sotva má smysl zvyšovat kapacitu na 10μF při zatěžovacím proudu 0,2-0,3A, protože zvlnění se výrazně nezmenšuje ve srovnání s 1μF.
Pokud vezmete tlumivku s vyšší indukčností, pak se i při vysokých zatěžovacích proudech a (nebo) vysokých napájecích napětích obejdete zcela bez kondenzátoru.

Zvlnění vstupního napětí při napájení 12V a kapacitě vstupního kondenzátoru Ci 10mkF nepřesahuje 100mV.

Výkonové možnosti mikroobvodu.

Mikroobvod MC34063 běžně pracuje při napájecím napětí od 3V do 40V podle datových listů (ms od STM - až 50V) a až 45V ve skutečnosti, poskytuje zatěžovací proud až 1A pro pouzdro DIP-8 a až 0,75 A pro pouzdro SO-8. Kombinací sériového a paralelního zapínání LED můžete postavit svítidlo s výstupním výkonem od 3V * 20mA = 60mW do 40V * 0,75 ... 1A = 30 ... 40W.

Při zohlednění saturačního napětí klíčového tranzistoru (0,5 ... 0,8 V) a přípustného výkonu rozptýleného pouzdrem mikroobvodu s výkonem 1,2 W lze zatěžovací proud zvýšit až na 1,2 W / 0,8 V = 1,5 A pro pouzdro DIP-8 a až 1A pro pouzdro SO-8.

V tomto případě je však vyžadován dobrý odvod tepla, jinak ochrana proti přehřátí zabudovaná do mikroobvodu neumožní pracovat při takovém proudu.

Standardní DIP pájení pouzdra mikroobvodu do desky nezajistí požadované chlazení při maximálních proudech. Je nutné vytvarovat kolíky pouzdra DIP pro volbu SMD s odstraněním tenkých konců kolíků. Zbývající široká část pinů je ohnutá v rovině se základnou pouzdra a teprve poté je připájena na desku. Desku s plošnými spoji je užitečné rozdělit tak, aby pod pouzdrem mikroobvodu byl široký mnohoúhelník a před instalací mikroobvodu je třeba na jeho základnu nanést trochu teplovodivé pasty.

Kvůli krátkým a širokým vývodům, stejně jako kvůli těsnému usazení pouzdra k měděnému polygonu tištěný spoj tepelný odpor pouzdra mikroobvodu se snižuje a může rozptýlit trochu více energie.

U pouzdra SO-8 pomáhá instalace přídavného radiátoru v podobě desky nebo jiného profilu přímo na vršek pouzdra.

Na jednu stranu takové pokusy o zvýšení výkonu vypadají zvláštně. Koneckonců, můžete jednoduše přejít na jiný, výkonnější, mikroobvod nebo nainstalovat externí tranzistor. A při zátěžových proudech větších než 1,5A to bude jediné správné řešení. Pokud je však vyžadován zatěžovací proud 1,3A, můžete jednoduše zlepšit odvod tepla a pokusit se použít levnější a jednodušší možnost na mikroobvod MC34063.

Maximální účinnost dosažená v této verzi stabilizátoru nepřesahuje 90 %. Další zvýšení účinnosti je zabráněno zvýšeným saturačním napětím klíčového tranzistoru - ne méně než 0,4 ... 0,5 V při proudech do 0,5 A a 0,8 ... 1 V při proudech 1 ... 1,5 A. Proto je hlavním topným prvkem stabilizátoru vždy mikroobvod. Je pravda, že ke znatelnému ohřevu dochází pouze při maximálních kapacitách pro konkrétní případ. Například mikroobvod v pouzdře SO-8 se zahřeje až na 100 stupňů při zatěžovacím proudu 1A a bez přídavného chladiče je cyklicky vypínán vestavěnou ochranou proti přehřátí. Při proudech do 0,5A ... 0,7A je mikroobvod mírně teplý a při proudech 0,3 ... 0,4A se vůbec nezahřívá.

Při vyšších zatěžovacích proudech lze snížit pracovní frekvenci. V tomto případě se výrazně sníží dynamické ztráty spínacího tranzistoru. Sníží se celkové ztráty výkonu a zahřívání skříně.

Vnějšími prvky ovlivňujícími účinnost regulátoru jsou dioda D, tlumivka L a rezistory Rsc a Rb. Proto by měla být dioda volena s nízkým propustným napětím (Schottkyho dioda) a tlumivka s co nejnižším odporem vinutí.

Ztráty na rezistoru Rsc je možné snížit snížením prahového napětí volbou mikroobvodu příslušného výrobce. O tom již byla řeč dříve (viz tabulka na začátku).

Další možností snížení ztrát na rezistoru Rsc je zavedení dodatečného konstantního proudového předpětí rezistoru Rf (to bude podrobněji ukázáno níže na konkrétním příkladu stabilizátoru).

Rezistor Rb by měl být dobře spočítán a pokusit se jej vzít s co největším odporem. Když se napájecí napětí mění ve velkém rozsahu, je lepší dát místo rezistoru Rb zdroj proudu. V tomto případě nebude nárůst ztrát s rostoucím napájecím napětím tak prudký.

Po provedení všech výše uvedených opatření je podíl ztrát těchto prvků 1,5-2krát menší než ztráty na mikroobvodu.

Protože na proudový vstup mikroobvodu je přiváděno konstantní napětí, které je úměrné pouze zatěžovacímu proudu, a nikoli jako obvykle pulzní napětí úměrné proudu klíčového tranzistoru (součet zatěžovacích proudů a výstupu kondenzátor), indukčnost induktoru neovlivňuje stabilitu provozu, protože přestává být prvkem korekčního řetězce (jeho roli hraje řetězec RfCf). Na hodnotě indukčnosti závisí pouze amplituda proudu klíčového tranzistoru a zvlnění zatěžovacího proudu. A protože pracovní frekvence jsou relativně vysoké, dokonce i při nízkých hodnotách indukčnosti, je zvlnění zatěžovacího proudu malé.

Vzhledem k relativně nízkoenergetickému spínacímu tranzistoru zabudovanému do mikroobvodu by se však indukčnost tlumivky neměla výrazně snížit, protože to zvyšuje špičkový proud tranzistoru s jeho předchozí průměrnou hodnotou a zvyšuje saturační napětí. V důsledku toho rostou ztráty tranzistorů a celková účinnost klesá.
Pravda, ne nijak drasticky – o pár procent. Například výměna tlumivky z 12μH na 100μH umožnila zvýšit účinnost jednoho ze stabilizátorů z 86 % na 90 %.

Na druhou stranu to umožňuje, i při nízkých zatěžovacích proudech, zvolit tlumivku s nízkou indukčností, přičemž je třeba zajistit, aby proudová amplituda klíčového tranzistoru nepřesáhla maximální hodnotu 1,5A pro mikroobvod.

Například při zatěžovacím proudu 0,2 A s napětím 9 ... 10 V na něm, napájecím napětím 12 ... 15 V a pracovní frekvenci 300 kHz je vyžadována tlumivka s indukčností 53 μH. V tomto případě pulzní proud klíčového tranzistoru mikroobvodu nepřesahuje 0,3A. Pokud snížíme indukčnost tlumivky na 4 μH, pak při stejném průměrném proudu vzroste pulzní proud klíčového tranzistoru na mezní hodnotu (1,5A). Pravda, účinnost stabilizátoru se sníží v důsledku nárůstu dynamických ztrát. Ale možná v některých případech bude přijatelné obětovat účinnost, ale použít malou tlumivku s malou indukčností.

Zvýšení indukčnosti tlumivky také umožňuje zvýšit maximální zatěžovací proud až na limitní hodnotu proudu klíčového tranzistoru mikroobvodu (1,5A).

Se zvýšením indukčnosti induktoru se aktuální tvar spínacího tranzistoru změní z plně trojúhelníkového na plně obdélníkový. A protože plocha obdélníku je 2krát větší než plocha trojúhelníku (se stejnou výškou a základnou), pak lze průměrnou hodnotu tranzistorového proudu (a zatížení) zdvojnásobit s konstantní amplitudou proudové impulsy.

To znamená, že s trojúhelníkovým impulsem s amplitudou 1,5A je průměrný proud tranzistoru a zátěže:

kde k je maximální pulsní pracovní cyklus rovný 0,9 pro daný mikroobvod.

V důsledku toho maximální zatěžovací proud nepřekročí:

In = 1,5A / 2 * 0,9 = 0,675A.

A jakékoli zvýšení zatěžovacího proudu nad tuto hodnotu znamená překročení maximálního proudu klíčového tranzistoru mikroobvodu.

Proto je ve všech technických listech pro tento mikroobvod uveden maximální zatěžovací proud 0,75A.

Zvýšením indukčnosti tlumivky tak, aby se tranzistorový proud stal pravoúhlým, můžeme tyto dva odstranit ze vzorce maximálního proudu a získat:

In = 1,5A * k = 1,5A * 0,9 = 1,35A.

Je třeba si uvědomit, že s výrazným zvýšením indukčnosti tlumivky se mírně zvětšují i ​​její rozměry. Někdy je však jednodušší a levnější zvětšit velikost tlumivky pro zvýšení zatěžovacího proudu, než instalovat další výkonný tranzistor.

Samozřejmě, s požadovanými zatěžovacími proudy většími než 1,5A, kromě instalace dalšího tranzistoru (nebo jiného mikroobvodu regulátoru), to není možné, a pokud stojíte před volbou: zatěžovací proud 1,4A nebo jiný mikroobvod , pak byste se měli nejprve pokusit vyřešit problém zvýšením indukčnosti zvýšením velikosti tlumivky.

V datových listech pro mikroobvod je uvedeno, že maximální pracovní cyklus pulzu nepřesahuje 6/7 = 0,857. Ve skutečnosti jsou hodnoty téměř 0,9 získány i při vysokých pracovních frekvencích 300-400 kHz. Při nižších frekvencích (100-200KHz) může pracovní cyklus dosáhnout 0,95.

Proto stabilizátor pracuje normálně s malým rozdílem vstupního a výstupního napětí.

Zajímavé je, že stabilizátor funguje při příliš nízkých zatěžovacích proudech vzhledem ke jmenovitým, způsobeným poklesem napájecího napětí pod stanovenou - účinnost není menší než 95% ...

Vzhledem k tomu, že PWM není realizováno klasickým způsobem (plné ovládání hlavního oscilátoru), ale „reléovým“ způsobem, pomocí spouště (rozběh generátorem, reset komparátorem), pak při proudu pod nominální, je možná situace, kdy se klíčový tranzistor přestane zavírat. Rozdíl mezi napájecím a zátěžovým napětím se zmenšuje na saturační napětí spínacího tranzistoru, které obvykle nepřesahuje 1V při proudech do 1A a ne více než 0,2-0,3V při proudech do 0,2-0,3A. I přes přítomnost statických ztrát nedochází k dynamickým ztrátám a tranzistor funguje téměř jako propojka.

I když tranzistor zůstává řiditelný a pracuje v režimu PWM, účinnost zůstává vysoká díky snížení proudu. Například s rozdílem 1,5V mezi napájecím napětím (10V) a napětím na LED (8,5V) obvod nadále fungoval (i když s frekvencí sníženou 2krát) s účinností 95 %.

Parametry proudů a napětí pro takový případ budou uvedeny níže při zvažování praktických obvodů stabilizátoru.

Praktické možnosti stabilizátoru.

Nebude mnoho možností, protože ty nejjednodušší, opakující se klasické možnosti v obvodech, neumožňují ani zvýšit provozní frekvenci nebo proud, ani zvýšit účinnost, ani získat dobrou stabilitu. Proto je nejoptimálnější varianta, jejíž blokové schéma bylo znázorněno na obr. 2. Obr. V závislosti na požadovaných charakteristikách stabilizátoru lze měnit pouze jmenovité hodnoty komponent.

Obrázek 8 ukazuje schéma klasické verze.

Obr. 8

Z funkcí - po odstranění proudu výstupního kondenzátoru (C3) z obvodu OS bylo možné snížit indukčnost induktoru. Pro vzorek byla odebrána stará domácí tlumivka na tyči typu DM-3 pro 12 μH. Jak vidíte, vlastnosti obvodu se ukázaly být docela dobré.

Touha zlepšit účinnost vedla ke schématu znázorněnému na obr. 9

Obr. 9

Na rozdíl od předchozího zapojení není rezistor R1 připojen k napájení, ale k výstupu stabilizátoru. V důsledku toho se napětí na rezistoru R1 snížilo o hodnotu napětí na zátěži. Při stejném proudu, který jím prochází, se výkon, který je mu přidělen, snížil z 0,5 W na 0,15 W.

Zároveň byla zvýšena indukčnost tlumivky, čímž se zvyšuje i účinnost stabilizátoru. V důsledku toho se účinnost zvýšila o několik procent. Konkrétní čísla jsou uvedena v diagramu.

Další charakteristický rys posledních dvou schémat. Obvod na obrázku 8 má velmi dobrou stabilitu zatěžovacího proudu při změně napájecího napětí, ale účinnost je nízká. Obvod na obr. 9 má naopak poměrně vysokou účinnost, ale proudová stabilita je špatná - při změně napájecího napětí z 12V na 15V se zatěžovací proud zvýší z 0,27A na 0,3A.

To je způsobeno špatnou volbou odporu rezistoru R1, jak již bylo zmíněno dříve (viz obr. 4). Vzhledem k tomu, že zvýšený odpor R1, snižující stabilitu zatěžovacího proudu, zvyšuje účinnost, lze v některých případech použít toto. Například při napájení z baterie, kdy jsou limity kolísání napětí malé a důležitější je vysoká účinnost.

Je třeba poznamenat určitou pravidelnost.

Stabilizátorů bylo vyrobeno poměrně hodně (téměř všechny byly použity k výměně žárovek za LED v autě), a zatímco stabilizátory byly čas od času vyžadovány, mikroobvody byly odebrány z vadných rozbočovačů a spínačů. Navzdory rozdílům mezi výrobci téměř všechny mikroobvody umožnily získat slušné charakteristiky stabilizátoru i v jednoduchých obvodech.

Narazil pouze na mikroobvod GS34063S od Globaltech Semiconductor, který nechtěl pracovat na vysokých frekvencích.

Poté bylo zakoupeno několik mikroobvodů MC34063ACD a MC34063EBD od STMicroelectronics, které vykazovaly ještě horší výsledky - nefungovaly na vyšších frekvencích, stabilita je špatná, napětí podpory proudového komparátoru je příliš vysoké (0,45-0,5V), špatná stabilizace zatěžovací proud s dobrou účinností nebo špatnou účinností s dobrou stabilizací ...

Možná je špatný výkon uvedených mikroobvodů vysvětlen jejich levností - byly zakoupeny nejlevnější, protože mikroobvod MC34063A (DIP-8) stejné společnosti, odstraněný z vadného spínače, fungoval normálně. Pravda, na relativně nízké frekvenci - ne více než 160 KHz.

Následující čipy převzaté z rozbitého hardwaru fungovaly dobře:

Sipex Corporation (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Analogová technologie (AP34063N8),
Anachip (AP34063 a AP34063A).
Fairchild (MC34063A) – Nejsem si jistý, zda jsem společnost správně identifikoval.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) a Texas Instruments si nepamatuji, protože jsem se společnosti začal věnovat až poté, co jsem se potýkal s neochotou spolupracovat s ms některých společností a mikroobvody těchto společností nebyly speciálně zakoupené.

Aby se nevyhodily zakoupené, špatně fungující, mikroobvody MC34063ACD a MC34063EBD od STMicroelectronics, bylo provedeno několik experimentů, které vedly k obvodu znázorněnému hned na začátku na obr. 2.

Následující obr. 10 ukazuje praktické zapojení regulátoru s korekčním obvodem RfCf (v tomto schématu R3C2). Rozdíl ve funkci stabilizátoru bez korekčního řetězce a s ním byl již diskutován dříve v části "O stabilitě" a byly uvedeny grafy (obr. 5, obr. 6, obr. 7).

Obr. 10

Z grafu na obr. 7 je vidět, že stabilizace proudu je výborná v celém rozsahu napájecích napětí mikroobvodu. Stabilita je velmi dobrá - jako by PWM fungovalo. Frekvence je dostatečně vysoká, což vám umožňuje vzít malé tlumivky s nízkou indukčností a úplně opustit výstupní kondenzátor. Přestože instalace malého kondenzátoru může zcela odstranit zvlnění zatěžovacího proudu. Závislost amplitudy zvlnění zatěžovacího proudu na kapacitě kondenzátoru byla diskutována dříve v části "O stabilitě".

Jak již bylo zmíněno, ukázalo se, že mikroobvody MC34063ACD a MC34063EBD, které jsem získal od STMicroelectronics, mají nadhodnocené referenční napětí současného komparátoru - 0,45V-0,5V, a to navzdory hodnotě 0,25V-0,35V uvedené v datovém listu. Z tohoto důvodu při vysokých zatěžovacích proudech dochází k velkým ztrátám na odporu snímače proudu. Pro snížení ztrát byl do obvodu přidán proudový zdroj na tranzistoru VT1 a odporu R2. (obr. 11).

Obr. 11

Díky tomuto zdroji proudu protéká rezistorem R3 další předpětí 33μA, takže napětí na rezistoru R3 i bez zatěžovacího proudu je 33μA * 10KΩ = 330mV. Protože prahové napětí proudového vstupu mikroobvodu je 450 mV, pak aby proudový komparátor fungoval na rezistoru R1 proudového snímače, musí být napětí 450 mV-330 mV = 120 mV. Při zatěžovacím proudu 1A by měl být odpor R1 na 0,12V / 1A = 0,12Ω. Dali jsme dostupnou hodnotu 0,1 Ohm.
Bez proudového stabilizátoru pro VT1 by bylo nutné volit rezistor R1 na frekvenci 0,45V / 1A = 0,45Ω a byl by na něm rozptýlen výkon 0,45W. Nyní při stejném proudu jsou ztráty na R1 pouze 0,1W

Tato možnost je napájena baterií, zatěžovací proud až 1A, výkon 8-10W. Výstupní zkratový proud 1,1A. V tomto případě se odběr proudu sníží na 64mA při napájecím napětí 14,85V, respektive spotřeba klesne na 0,95W. Mikroobvod se v tomto režimu ani nezahřívá a může být podle potřeby v režimu zkratu.

Zbývající charakteristiky jsou znázorněny v diagramu.

Mikroobvod je odebírán v pouzdře SO-8 a zatěžovací proud 1A je pro něj limitní. Velmi se zahřeje (teplota svorek je 100 stupňů!), Takže je lepší vložit mikroobvod do pouzdra DIP-8, převedeného pro instalaci SMD, vytvořit velké polygony a (nebo) přijít s radiátorem.
Saturační napětí mikroobvodového klíče je poměrně velké - téměř 1V při proudu 1A, proto je zahřívání stejné. Ačkoli, soudě podle datového listu na mikroobvodu, by saturační napětí klíčového tranzistoru při proudu 1A nemělo překročit 0,4V.

Servisní funkce.

Navzdory absenci jakýchkoli servisních schopností v mikroobvodu je lze implementovat nezávisle. Regulátor proudu LED obvykle vyžaduje vypnutí a úpravu zatěžovacího proudu.

Zapnuto vypnuto

Vypnutí stabilizátoru na mikroobvodu MC34063 je realizováno přivedením napětí na 3. pin. Příklad je na obrázku 12.

Obr. 12

Experimentálně bylo zjištěno, že když se na 3. kolík mikroobvodu přivede napětí, jeho hlavní oscilátor se zastaví a klíčový tranzistor se uzavře. V tomto stavu je proudový odběr mikroobvodu závislý na jeho výrobci a nepřekračuje proud naprázdno uvedený v datovém listu (1,5-4mA).

Zbývající možnosti vypnutí stabilizátoru (například přivedením napětí více než 1,25 V na 5. kolík) se ukazují jako horší, protože nezastaví hlavní oscilátor a mikroobvod spotřebovává více proudu ve srovnání s deska na 3. kolíku.

Podstata takového řízení je následující.

Na 3. pin mikroobvodu působí pilovité napětí nabíjení a vybíjení kondenzátoru pro nastavení frekvence. Když napětí dosáhne prahové hodnoty 1,25 V, kondenzátor se začne vybíjet a výstupní tranzistor mikroobvodu se uzavře. To znamená, že pro vypnutí stabilizátoru je třeba na 3. vstup mikroobvodu přivést napětí alespoň 1,25V.

Podle údajů v datovém listu na mikroobvodu se časovací kondenzátor vybíjí maximálním proudem 0,26 mA. To znamená, že když je na 3. výstup přivedeno externí napětí přes odpor, pro získání spínacího napětí alespoň 1,25 V musí být proud přes odpor alespoň 0,26 mA. V důsledku toho máme dvě hlavní čísla pro výpočet externího odporu.

Například když je napájecí napětí stabilizátoru 12 ... 15V, musí být stabilizátor spolehlivě vypnut při minimální hodnotě - při 12V.

V důsledku toho najdeme odpor přídavného odporu z výrazu:

R = (Up-Uvd1-1,25V) /0,26mA = (12V-0,7V-1,25V) /0,26mA = 39KΩ.

Pro spolehlivé vypnutí mikroobvodu je odpor rezistoru zvolen menší než vypočítaná hodnota. Na fragmentu schématu na obr. 12 je odpor rezistoru 27KΩ. S tímto odporem je vypínací napětí asi 9V. To znamená, že při napájení stabilizátoru 12V lze doufat ve spolehlivé vypnutí stabilizátoru pomocí tohoto obvodu.

Při ovládání stabilizátoru z mikrokontroléru je nutné odpor R přepočítat na napětí 5V.

Vstupní odpor na 3. vstupu mikroobvodu je poměrně velký a jakékoli připojení vnějších prvků může ovlivnit vznik pilového napětí. Dioda VD1 slouží k oddělení řídicích obvodů od mikroobvodu a tím k zachování předchozí odolnosti proti šumu.

Stabilizátor lze ovládat buď přivedením konstantního napětí na levou svorku rezistoru R (obr. 12), nebo zkratováním místa přechodu rezistoru R s diodou VD1 ke skříni (při konstantním napětí vlevo svorka rezistoru R).

Zenerova dioda VD2 je určena k ochraně vstupu mikroobvodu před vysokým napětím. Při nízkém napájecím napětí není potřeba.

Regulace zátěžového proudu

Protože referenční napětí proudového komparátoru mikroobvodu je rovno součtu napětí na rezistorech R1 a R3, změnou předpětí rezistoru R3 lze upravit zatěžovací proud (obr. 11).

Jsou dvě možnosti regulace - proměnný odpor a konstantní napětí.

Obr. 13 znázorňuje fragment schématu z obr. 11 s nezbytnými změnami a konstrukčními poměry, které umožňují vypočítat všechny prvky regulačního schématu.

Obr. 13

Pro nastavení zatěžovacího proudu s proměnným rezistorem je nutné nahradit konstantní rezistor R2 sestavou rezistorů R2'. V tomto případě, když se odpor proměnného rezistoru změní, celkový odpor rezistoru R2 se bude měnit v rozmezí 27 ... 37 kOhm a odběrový proud tranzistoru VT1 (a rezistoru R3) se bude lišit v rozmezí 1,3 V / 27 ... 37Kohm = 0,048 ... 0,035 mA. V tomto případě se bude předpětí na rezistoru R3 měnit v rozmezí 0,048 ... 0,035 mA * 10 kΩ = 0,48 ... 0,35 V. Aby mikroobvodový proudový komparátor fungoval, musí na rezistoru R1 proudového snímače dopadnout napětí 0,45-0,48 ... 0,35 V = 0 ... 0,1 V (obr. 11). Při odporu R1 = 0,1 Ohm na něm takové napětí klesne, když jím protéká zátěžový proud v rozsahu 0 ... 0,1 V / 0,1 Ohm = 0 ... 1A.

To znamená, že změnou odporu proměnného odporu R2 'v rámci 27 ... 37 kΩ budeme schopni regulovat zatěžovací proud v rozmezí 0 ... 1A.

Chcete-li upravit zatěžovací proud konstantním napětím, musíte do brány tranzistoru VT1 vložit dělič napětí Rd1Rd2. Pomocí tohoto děliče můžete sladit libovolné řídicí napětí s požadovaným pro VT1.

Obr. 13 ukazuje všechny vzorce potřebné pro výpočet.

Například je nutné upravit zatěžovací proud v rozsahu 0 ... 1A pomocí konstantního napětí, které lze měnit v rozsahu 0 ... 5V.

Pro použití obvodu stabilizátoru proudu na obr. 11 vložíme napěťový dělič Rd1Rd2 do obvodu hradla tranzistoru VT1 a vypočteme hodnoty rezistoru.

Zpočátku je obvod navržen pro zatěžovací proud 1A, který je nastaven proudem rezistoru R2 a prahovým napětím tranzistoru VT1 s efektem pole. Chcete-li snížit zatěžovací proud na nulu, jak vyplývá z předchozího příkladu, musíte zvýšit proud rezistoru R2 z 0,034 mA na 0,045 mA. Při konstantním odporu rezistoru R2 (39 kΩ) by se napětí na něm mělo měnit v rozmezí 0,045… 0,034 mA * 39 kΩ = 1,755… 1,3 V. Při nulovém hradlovém napětí a prahovém napětí tranzistoru VT2 1,3V je na rezistoru R2 nastaveno napětí 1,3V. Pro zvýšení napětí na R2 na 1,755V musí být na bránu VT1 přivedeno konstantní napětí 1,755V-1,3V = 0,455V. Podle stavu problému by takové napětí na bráně mělo být při řídicím napětí + 5V. Nastavením odporu rezistoru Rd2 na 100KΩ (pro minimalizaci řídicího proudu) zjistíme odpor rezistoru Rd1 z poměru Uу = Ug * (1 + Rd2 / Rd1):

Rd1 = Rd2 / (Uy / Ug-1) = 100KΩ / (5V / 0,455V-1) = 10KΩ.

To znamená, že když se řídicí napětí změní z nuly na + 5V, zatěžovací proud se sníží z 1A na nulu.

Kompletní schematický diagram proudového stabilizátoru 1A s funkcemi zapnutí-vypnutí a nastavení proudu je na obr.14. Číslování nových prvků pokračuje v započatém podle schématu na obr. 11.

Obr. 14

Jako součást obr. 14 nebyl obvod testován. Ale schéma podle obr. 11, na základě kterého bylo vytvořeno, bylo plně vyzkoušeno.

Metoda zapnuto-vypnuto znázorněná na diagramu byla testována prototypováním. Současné způsoby regulace byly zatím ověřeny pouze simulací. Ale protože metody nastavení jsou vytvořeny na základě skutečně testovaného stabilizátoru proudu, při montáži je nutné pouze přepočítat hodnoty rezistoru pro parametry použitého tranzistoru VT1 s efektem pole.

Ve výše uvedeném schématu jsou použity obě možnosti nastavení zatěžovacího proudu - s proměnným rezistorem Rp a konstantním napětím 0 ... 5V. Úprava s proměnným rezistorem byla zvolena mírně odlišně oproti obr. 12, což umožnilo aplikovat obě možnosti současně.

Obě úpravy jsou závislé - proud nastavený jedním ze způsobů je maximální pro druhý. Pokud je proměnný odpor Rp nastaven na zatěžovací proud 0,5A, pak úpravou napětí lze proud změnit z nuly na 0,5A. A naopak - proud 0,5A, nastavený konstantním napětím, proměnným rezistorem se také změní z nuly na 0,5A.

Závislost regulace zatěžovacího proudu proměnným rezistorem je exponenciální, proto pro dosažení lineárního nastavení je vhodné zvolit proměnný rezistor s logaritmickou závislostí odporu na úhlu natočení.

S rostoucím odporem Rp se zvyšuje i zatěžovací proud.

Závislost regulace zatěžovacího proudu konstantního napětí je lineární.

Spínač SB1 zapíná nebo vypíná stabilizátor. Když jsou kontakty otevřené, stabilizátor je vypnutý, když jsou kontakty zavřené, je zapnutý.

Při plně elektronickém ovládání lze stabilizátor vypnout buď přivedením konstantního napětí přímo na 3. pin mikroobvodu, nebo pomocí přídavného tranzistoru. V závislosti na požadované logice ovládání.

Kondenzátor C4 zajišťuje měkký start stabilizátoru. Když je přivedeno napájení, dokud se kondenzátor nenabije, proud tranzistoru s efektem pole VT1 (a rezistoru R3) není omezen rezistorem R2 a je roven maximu pro tranzistor s efektem pole zapnutý v režimu zdroje proudu. (jednotky jsou desítky mA). Napětí na rezistoru R3 překračuje práh pro proudový vstup mikroobvodu, proto je klíčový tranzistor mikroobvodu uzavřen. Proud přes R3 bude postupně klesat, dokud nedosáhne hodnoty nastavené pomocí R2. Při přibližování se této hodnotě napětí na rezistoru R3 klesá, napětí na vstupu proudové ochrany stále více závisí na napětí na rezistoru R1 proudového snímače a tedy na zatěžovacím proudu. V důsledku toho se zatěžovací proud začne zvyšovat z nuly na předem stanovenou hodnotu (proměnný odpor nebo konstantní řídicí napětí).

Tištěný spoj.

Níže jsou uvedeny možnosti pro desku plošných spojů stabilizátoru (podle blokového schématu na obr. 2 nebo obr. 10 - praktická možnost) pro různá pouzdra mikroobvodů (DIP-8 nebo SO-8) a různé tlumivky (standardní, tovární nebo domácí na prstenci ze stříkaného železa ). Deska je nakreslena ve verzi Sprint-Layout 5:

Všechny možnosti jsou určeny pro montáž SMD prvků standardní velikosti od 0603 do 1206 v závislosti na vypočteném výkonu prvků. Deska má sloty pro všechny prvky obvodu. Při odpájení desky lze některé prvky vynechat (to již bylo popsáno výše). Zcela jsem například opustil instalaci frekvenčního nastavení C T a výstupních Co kondenzátorů (obr. 2). Bez kondenzátoru pro nastavení frekvence pracuje stabilizátor na vyšší frekvenci a potřeba výstupního kondenzátoru je pouze při vysokých zatěžovacích proudech (do 1A) a (nebo) malých indukčnostech tlumivky. Někdy má smysl instalovat frekvenčně nastavovací kondenzátor, který snižuje provozní frekvenci, a tedy i dynamické ztráty výkonu při vysokých proudech zátěže.

Desky plošných spojů nemají žádné zvláštnosti a lze je vyrobit jak na jednostranné, tak na oboustranné foliové DPS. Při použití oboustranné DPS není druhá strana vyleptána a slouží jako přídavný chladič a (nebo) společný vodič.

Při použití metalizace zadní strana desku jako chladič, musíte vyvrtat průchozí otvor poblíž 8. kolíku mikroobvodu a připájet obě strany krátkou propojkou ze silného měděného drátu. Je-li použit mikroobvod v pouzdru DIP, pak je třeba vyvrtat otvor proti 8. kolíku a při pájení použít tento kolík jako propojku, odpájet kolík na obou stranách desky.

Dobrých výsledků místo propojky se dosáhne instalací nýtu z měděného drátu o průměru 1,8 mm (jádro z kabelu o průřezu 2,5 mm 2). Nýt se umístí ihned po vyleptání desky - je třeba vyvrtat otvor o průměru rovném průměru nýtovacího drátu, pevně vložit kus drátu a zkrátit jej tak, aby vyčníval z otvoru ne více než 1 mm , a dobře ho z obou stran na kovadlině přinýtujte malým kladívkem. Ze strany montáže by měl být nýt v jedné rovině s deskou, aby vyčnívající hlava nýtu nepřekážela při odpájení dílů.

Může se zdát zvláštní rada vyrobit chladič přesně z 8. kolíku mikroobvodu, ale crash test pouzdra vadného mikroobvodu ukázal, že celá jeho výkonová část je umístěna na široké měděné desce s pevným vývodem do 8. špendlík pouzdra. Kolíky 1 a 2 mikroobvodu, přestože jsou vyrobeny ve formě proužků, jsou příliš tenké na to, aby mohly být použity jako chladič. Všechny ostatní piny pouzdra jsou připojeny k čipu mikroobvodu pomocí tenkých drátěných propojek. Zajímavé je, že ne všechny mikroobvody jsou vyrobeny tímto způsobem. Několik dalších případů, které byly ověřeny, ukázalo, že krystal je umístěn uprostřed a kolíky proužku mikroobvodu jsou všechny stejné. Odpájení - drátové propojky. Proto pro kontrolu musíte „demontovat“ několik dalších případů mikroobvodu ...

Chladič může být vyroben i z měděné (ocelové, hliníkové) obdélníkové desky tloušťky 0,5-1mm s rozměry nepřesahujícími desku. Při použití DIP paketu je plocha desky omezena pouze výškou tlumivky. Mezi desku a pouzdro mikroobvodu je třeba vložit trochu teplovodivé pasty. U balení SO-8 mohou některé montážní detaily (kondenzátory a dioda) někdy překážet těsnému usazení desky. V tomto případě je lepší místo tepelné pasty vložit pryžové těsnění Nomakon-ovsky vhodné tloušťky. K této destičce je vhodné připájet 8. pin mikroobvodu drátovou propojkou.

Pokud má chladicí deska velké velikosti a uzavře přímý přístup k 8. kolíku mikroobvodu, pak musíte nejprve vyvrtat otvor do destičky naproti 8. kolíku a nejprve na samotný kolík svisle připájet kousek drátu. Poté protáhněte drát otvorem v desce a přitlačte jej k pouzdru mikroobvodu a připájejte je k sobě.

Pro pájení hliníku je nyní k dispozici dobré tavidlo, takže je lepší z něj vyrobit chladič. V tomto případě lze chladič ohnout podél profilu s největší plochou.

Pro získání zatěžovacích proudů až 1,5A by měl být chladič proveden na obou stranách - ve formě pevného polygonu na zadní straně desky a ve formě kovové desky přitlačené k pouzdru mikroobvodu. V tomto případě je povinné pájení 8. kolíku mikroobvodu jak k polygonu na zadní straně, tak k desce přitisknuté k pouzdru. Pro zvýšení tepelné setrvačnosti chladiče na zadní straně desky je také lepší jej vyrobit ve formě desky připájené k polygonu. V tomto případě je vhodné nasadit desku chladiče na nýt na 8. kolík mikroobvodu, který předtím spojoval obě strany desky. Připájejte nýt a desku a připájejte je na několika místech po obvodu desky.

Mimochodem, při použití desky na zadní stranu desky může být samotná deska vyrobena z jednostranně potaženého DPS.

Nápisy na DPS označení položek jsou provedeny běžným způsobem (jako tištěné stopy), kromě nápisů na polygonech. Ty se vyrábějí na provozní vrstvě "F" v bílé barvě. V tomto případě jsou tyto nápisy získány leptáním.

Napájecí a LED vodiče jsou připájeny z opačných konců desky podle nápisů: "+" a "-" - pro napájení, "A" a "K" - pro LED.

Při použití desky v neobalené verzi (po kontrole a seřízení) je vhodné ji navléknout do kusu teplem smrštitelné bužírky vhodné délky a průměru a nahřát fénem. Konce ještě nevychladlého tepelného smrštění je nutné zmáčknout kleštěmi blíže k závěrům. Namačkaný na horkou smršťovací fólii se slepí a vytvoří téměř utěsněné a dostatečně pevné tělo. Zvlněné okraje k sobě přilnou tak pevně, že když se pokusíte odpojit, tepelné smrštění prostě praskne. Současně, pokud je potřeba opravy a údržby, krimpovací místa se při opětovném zahřátí fénem odlepí, aniž by zanechávaly i stopy po krimpování. S trochou šikovnosti můžete ještě horký tepelně smršťovací natáhnout pinzetou a desku z něj opatrně vyjmout. V důsledku toho bude tepelné smrštění vhodné pro opětovné zabalení desky.

Pokud je nutné desku zcela utěsnit, lze po zalisování tepelného smrštění její konce vyplnit termočlánkem. Pro zpevnění "pouzdra" můžete na desku položit dvě vrstvy tepelného smrštění. I když jedna vrstva je dostatečně silná.

Program pro výpočet stabilizátoru

Pro zrychlený výpočet a vyhodnocení obvodových prvků byla v programu EXCEL nakreslena tabulka se vzorci. Pro usnadnění jsou některé výpočty podporovány kódem VBA. Program byl testován pouze pod Windows XP:

Po spuštění souboru se může objevit okno s upozorněním na přítomnost maker v programu. Vyberte příkaz Nezakázat makra. V opačném případě se program spustí, a dokonce bude přepočítávat podle vzorců zapsaných v buňkách tabulek, ale některé funkce budou deaktivovány (kontrola správnosti zadání, možnost optimalizace atd.).

Po spuštění programu se zobrazí okno s dotazem: "Obnovit všechna vstupní data na výchozí?", Ve kterém musíte kliknout na tlačítko "Ano" nebo "Ne". Pokud zvolíte "Ano", všechna vstupní data pro výpočet budou jako příklad nastavena jako výchozí. Budou také aktualizovány všechny vzorce pro výpočet. Pokud vyberete „Ne“, budou vstupní data používat hodnoty uložené v předchozí relaci.

V zásadě musíte vybrat tlačítko "Ne", ale pokud nechcete uložit předchozí výsledky výpočtu, můžete vybrat "Ano". Někdy, když zadáte příliš mnoho nesprávných vstupních dat, nějakou poruchu nebo omylem smažete obsah buňky se vzorcem, je jednodušší program ukončit a spustit znovu s odpovědí na otázku „Ano“. Je to jednodušší než hledat a opravovat chyby a přepisovat ztracené vzorce.

Program je běžný list excelového sešitu se třemi samostatnými tabulkami ( Vstupní data , Výstup , Výsledky výpočtu ) a obvod stabilizátoru.

První dvě tabulky obsahují název zadávaného nebo počítaného parametru, jeho krátký symbol (pro přehlednost se používá i ve vzorcích), hodnotu parametru a měrnou jednotku. Ve třetí tabulce jsou názvy vynechány jako zbytečné, protože účel prvku lze vidět přímo tam na diagramu. Hodnoty vypočítaných parametrů jsou označeny žlutě a nelze je nezávisle měnit, protože tyto buňky obsahují vzorce.

Ve stole " Vstupní data »Zadají se počáteční údaje. Některé parametry jsou vysvětleny v poznámkách. Všechny buňky se vstupními údaji musí být vyplněny, protože se všechny účastní výpočtu. Výjimkou je buňka s parametrem "Zvlnění zátěžového proudu (Inp)" - může být prázdná. V tomto případě se indukčnost tlumivky vypočítá na základě minimální hodnoty zatěžovacího proudu. Pokud v této buňce nastavíte hodnotu zvlnění zátěže, pak se indukčnost tlumivky vypočítá na základě zadané hodnoty zvlnění.

U různých výrobců mikroobvodů se mohou některé parametry lišit – například hodnota referenčního napětí nebo odběr proudu. Chcete-li získat spolehlivější výsledky výpočtu, musíte zadat přesnější údaje. K tomu můžete použít druhý list souboru („Microcircuits“), který obsahuje hlavní seznam různých parametrů. Když znáte výrobce mikroobvodu, můžete najít přesnější údaje.

Ve stole " Výstup »Najdou se zajímavé výsledky mezivýpočtů. Vzorce, podle kterých se výpočty provádějí, lze zobrazit zvýrazněním buňky s vypočítanou hodnotou. Buňku s parametrem „Maximální faktor plnění (dmax)“ lze zvýraznit jednou ze dvou barev – zelenou a červenou. Buňka je zvýrazněna zeleně, když je parametr platný, a červeně, když je překročena maximální povolená hodnota. V poznámce k buňce si můžete přečíst, jaký vstup je potřeba změnit pro opravu.

V dokumentu AN920-D, který tento mikroobvod popisuje podrobněji, se říká, že maximální hodnota pracovního cyklu mikroobvodu MC34063 nemůže překročit 0,857, jinak se regulační limity nemusí shodovat se stanovenými. Právě tato hodnota je brána jako kritérium správnosti parametru získaného při výpočtu. Pravda, praxe ukázala, že skutečná hodnota faktoru plnění může být větší než 0,9. Tento rozpor je zřejmě způsoben „nestandardním“ zařazením.

Výsledkem výpočtů jsou hodnoty pasivních prvků obvodu, shrnuté ve třetí tabulce " Výsledky výpočtu " ... Získané hodnoty lze použít při sestavování obvodu stabilizátoru.

Někdy je užitečné upravit získané hodnoty pro sebe, například když se získaná hodnota odporu rezistoru, kapacity kondenzátoru nebo indukčnosti induktoru neshoduje se standardní. Je také zajímavé sledovat, jak to ovlivňuje Obecná charakteristika schémata pro změnu nominálních hodnot některých prvků. Program takovou příležitost realizuje.

Napravo od stolu" Výsledky výpočtu " vedle každého parametru je čtvereček. Když kliknete levým tlačítkem myši na vybraný čtverec, objeví se v něm „ptáček“ označující parametr, který vyžaduje výběr. V tomto případě je žluté zvýraznění odstraněno z pole s hodnotou, což znamená, že můžete nezávisle vybrat hodnotu tohoto parametru. A v tabulce" Vstupní data" současně se měnící parametry jsou zvýrazněny červeně. To znamená, že se provede zpětný přepočet - vzorec se zapíše do buňky tabulky vstupních dat a parametrem pro výpočet je hodnota tabulky “ Výsledky výpočtu " .

Například umístění "birdie" před indukčnost tlumivky v tabulce " Výsledky výpočtu " , můžete vidět, že parametr "Minimální zatěžovací proud" tabulky " Vstupní data ».

Když se změní indukčnost, některé parametry tabulky „ Výstup ", Například," Maximální tlumivka a spínací proud (I_Lmax) ". Ze standardního rozsahu a rozměrů je tedy možné vybrat tlumivku s minimální indukčností, aniž by došlo k překročení maximálního proudu klíčového tranzistoru mikroobvodu, ale „obětování“ hodnoty minimálního zatěžovacího proudu. Zároveň je vidět, že se zvýšila i hodnota kapacity výstupního kondenzátoru Co, aby se kompenzovalo zvýšení zvlnění zatěžovacího proudu.

Po zvolení indukčnosti a ujištění se, že ostatní závislé parametry nepřekračují nebezpečné meze, odstraníme "birdie" naproti parametru indukčnosti, čímž zajistíme získaný výsledek před změnou dalších parametrů, které ovlivňují indukčnost induktoru. Navíc v tabulce „ Výsledky výpočtu " vzorce jsou obnoveny a v tabulce „ Vstupní data" naopak jsou odstraněny.

Stejným způsobem můžete vybrat další parametry tabulky " Výsledky výpočtu " ... Je však třeba mít na paměti, že parametry téměř všech vzorců se prolínají, takže pokud chcete změnit všechny parametry této tabulky najednou, může se objevit chybové okno se zprávou o křížových odkazech.

Stáhněte si článek ve formátu pdf.

Většina z nás se pravděpodobně setkala s problémem napájení 9voltových multimetrů, když se symbol „baterie“ v levém horním rohu obrazovky objeví v nejméně vhodnou chvíli a zařízení začne nehorázně „lhát“. Takže poté, co mě unavilo měnit „koruny“ a předtím nebyly vždy v prodeji, začal jsem multimetr napájet ze stacionárního zdroje a jednou poslal svůj multimetr předkům a omylem jej napájel 27 volty. Tehdy jsem začal přemýšlet o „alternativním zdroji energie“. Pokusem a omylem byl nalezen obvod. Navrhl mi to přítel na fóru „radiomaster.com.ua“, Sergej Gureev, za což ho respektuji a „respektuji“.

V tomto článku dávám do pozornosti radioamatérům obvod měniče napětí pro napájení multimetru na celkem běžném IC MC34063A. Obvod jsem převzal z "datasheetu" mikroobvodu. Mikroobvod funguje jak pro zvýšení napětí, tak pro jeho snížení. Vstupní napětí od 3 do 40 voltů. Výstupní proud až 1,5 ampér. Nechybí ani tzv. kalkulačka

pro výpočet jmenovitých hodnot rádiových prvků "páskování" a typu jeho zařazení z místa určení. Je třeba poznamenat, že tento převodník je ve srovnání s jinými zařízeními pracujícími na stejném úkolu příznivý. Neinteraguje se sítí 220 V, proto je vyloučeno riziko zranění uživatele elektrický šok... Existuje zřejmá jednoduchost - v tomto schématu je pouze devět detailů. Přítomnost vnitřního generátoru, jehož převodní kmitočet je nastaven externími prvky, zaručuje stabilní napětí na výstupu zařízení. Výše uvedené parametry, relativní levnost mikroobvodu, stejně jako snadné začlenění a minimum detailů jej činí atraktivním pro opakování. Pro srovnání, cena za baterii Krona v Doněcku je asi 2 $, cena za MC34063A IC je 0,5 $. A to i přesto, že „koruny“ pravidelně měníte a zpravidla nezlevňují.

Konstrukčně je převodník určen pro povrchovou montáž, ale estéti ji zvládnou provést ve formě plošného spoje ve formátu SMD. Mikroobvod jsem použil v pouzdře DIP8 - je pro něj zásuvka a je vhodné kolem něj namontovat zbytek prvků. Vstupní energii odebírám z lithiové baterie mobilní telefon... Na konci pouzdra multimetru je konektor pro připojení nabíječka, v mém případě ze stejného mobilního telefonu. Obvod nevyžaduje žádné nastavení - vše funguje okamžitě po zapnutí napájení. Převodník by měl být připojen k mezeře ve stopě vedoucí od tlačítka napájení ke zbytku obvodu.

Multimetr DT - 9502 se dokončoval, jeho napájení je organizováno tlačítkem; Spotřeba proudu je 20 mA a v režimu měření kapacity na hranici "200 μF" - 60 mA. Multimetry této třídy mají časovač pro vypnutí podle doby provozu, proto se při napájení 3,8 - 4,2 V zkrátí doba provozu na polovinu. Aby k tomu nedocházelo, je nutné ze strany kolejí připájet 100 μF kondenzátor paralelně ke kondenzátoru časovače. Můžete také integrovat boční osvětlení obrazovky - velmi šikovná věc, která mi nejednou pomohla. To je ale úplně jiné téma.

S pozdravem Tango.

Mikroobvod je univerzální pulzní měnič, na který lze implementovat buck, boost a invertující měniče s maximálním vnitřním proudem až 1,5A.

Níže je pro vaši pozornost schéma buck měniče s výstupním napětím 5V a proudem 500mA.

Obvod převodníku MC34063A

Sada dílů

Čip: MC34063A
Elektrolytické kondenzátory: C2 = 1000mF / 10V; C3 = 100 mF / 25 V
Kovové filmové kondenzátory: C1 = 431pF; C4 = 0,1 mF
Rezistory: R1 = 0,3 ohmu; R2 = lk; R3 = 3k
Dioda: D1 = 1N5819
Tlumivka: L1 = 220uH

C1 je kapacita frekvenčního kondenzátoru měniče.
R1 je rezistor, který při překročení proudu vypne mikroobvod.
C2 je filtrační kondenzátor. Čím více, tím menší zvlnění, měl by být typu LOW ESR.
R1, R2 - dělič napětí, který nastavuje výstupní napětí.
D1 - dioda musí být ultrarychlá nebo Schottkyho dioda s přípustným zpětným napětím minimálně 2 násobkem výkonu.
Napájecí napětí mikroobvodu je 9-15 voltů a vstupní proud by neměl překročit 1,5A

PCB MC34063A

Dvě možnosti PCB

Zde si můžete stáhnout univerzální kalkulačku

Tento opus bude o 3 hrdinech. Proč bogatyrs?))) Od pradávna jsou bogatyrs obránci vlasti, lidé, kteří "tyr", to znamená, že zachránili, a ne jako nyní - "kradli" bohatství.. Naše pohony jsou pulzní měniče, 3 typy (krok -down, step-up, invertor ). Navíc jsou všechny tři na jednom mikroobvodu MC34063 a na jednom typu cívky DO5022 s indukčností 150 μH. Používají se jako součást přepínače mikrovlnného signálu na pinových diodách, jejichž obvod a deska jsou uvedeny na konci tohoto článku.

Výpočet buck měniče (step-down, buck) DC-DC na mikroobvodu MC34063

Výpočet se provádí podle standardní metody „AN920 / D“ od ON Semiconductor. Elektrické schéma převodníku je znázorněno na obrázku 1. Čísla prvků obvodu odpovídají nejnovější verzi obvodu (ze souboru „Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH“).

Obr.1 Elektrický schematický diagram snižovacího driveru.

Špendlíky:

Závěr 1 - SWC(spínací kolektor) - výstupní tranzistorový kolektor

Závěr 2 - SWE(spínač emitor) - emitor výstupního tranzistoru

Závěr 3 - TC(časovací kondenzátor) - vstup pro připojení časovacího kondenzátoru

Závěr 4 - GND- zem (připojeno ke společnému vodiči snižujícího DC-DC)

Závěr 5 - CII (FB) (invertující vstup komparátoru) - invertující vstup komparátoru

Závěr 6 - PROTICC- výživa

Závěr 7 - Ipk- vstup obvodu omezení maximálního proudu

Závěr 8 - DRC(kolektor budiče) - kolektor budiče výstupního tranzistoru (jako budič výstupního tranzistoru je použit i bipolární Darlingtonův tranzistor uvnitř mikroobvodu).

Elementy:

L 3- dávit se. Je lepší použít otevřenou tlumivku (ne zcela uzavřenou feritem) - řada DO5022T od Coilkraft nebo RLB od Bourns, protože taková tlumivka saturuje při vyšším proudu než běžné CDRH Sumida uzavřené tlumivky. Je lepší použít tlumivky s větší indukčností, než je vypočtená hodnota.

S 11- časovací kondenzátor, určuje převodní frekvenci. Maximální převodní frekvence pro čipy 34063 je asi 100 kHz.

R 24, R 21- dělič napětí pro obvod komparátoru. Na neinvertující vstup komparátoru je přivedeno napětí 1,25V z vnitřního regulátoru a na invertující vstup z děliče napětí. Když se napětí z děliče rovná napětí z vnitřního regulátoru, komparátor sepne výstupní tranzistor.

C2, C5, C8 a C17, C18- výstupní a vstupní filtry. Kapacita výstupního filtru určuje velikost zvlnění výstupního napětí. Pokud se v průběhu výpočtů ukáže, že pro danou hodnotu zvlnění je zapotřebí velmi velká kapacita, můžete provést výpočet pro velké zvlnění a poté použít další LC filtr. Vstupní kapacita se obvykle bere od 100 ... 470 mikrofaradů (doporučení TI není menší než 470 mikrofaradů), výstupní kapacita se také odebírá z 100... 470 mikrofaradů (přebírá se z 220 mikrofaradů).

R 11-12-13 (R sc)- rezistor pro snímání proudu. Je potřeba pro obvod omezující proud. Maximální proud výstupního tranzistoru pro MC34063 = 1,5A, pro AP34063 = 1,6A. Pokud špičkový spínací proud překročí tyto hodnoty, může dojít k vyhoření mikroobvodu. Pokud je s jistotou známo, že se špičkový proud ani neblíží maximálním hodnotám, lze tento odpor vynechat. Výpočet se provádí přesně pro špičkový proud (vnitřního tranzistoru). Při použití externího tranzistoru jím protéká špičkový proud, vnitřním tranzistorem pak menší (budicí) proud.

VT 4 – externí bipolární tranzistor je zapojen do obvodu, když vypočtený špičkový proud překročí 1,5A (při velkém výstupním proudu). V opačném případě může přehřátí mikroobvodu vést k jeho selhání. Provozní režim (proud báze tranzistoru) R 26 , R 28 .

VD 2 - Schottkyho dioda nebo ultrarychlá dioda pro napětí (vpřed a vzad) ne menší než 2U výstupu

Postup výpočtu:

• Vyberte jmenovité vstupní a výstupní napětí: V, V out a maximální

výstupní proud Jdu pryč.

V našem schématu V in = 24V, V out = 5V, I out = 500mA(maximálně 750 mA)

• Zvolte minimální vstupní napětí V v (min) a minimální provozní frekvence f min s vybranými V a Jdu pryč.

V našem schématu V in (min) = 20V (podle TK), Vybrat f min = 50 kHz

3) Vypočítejte hodnotu (t zapnuto + t vypnuto) max podle vzorce (t on + t off) max = 1 / f min, t on (max.)- maximální doba, kdy je výstupní tranzistor otevřený, t off (max)- maximální doba, kdy je výstupní tranzistor vypnutý.

(t on + t off) max = 1 / f min = 1/50kHz=0.02 slečna=20 μS

Vypočítejte poměr t zapnuto / t vypnuto podle vzorce t zapnuto / t vypnuto = (V out + V F) / (V in (min) -V sat -V out), kde VF- pokles napětí na diodě (dopředný - propustný pokles napětí), V so Je úbytek napětí na výstupním tranzistoru, když je plně otevřen (saturace) při daném proudu. V so určeno podle grafů nebo tabulek uvedených v dokumentaci. Z vzorce je vidět, že čím více V, V out a čím více se od sebe liší, tím menší vliv mají na konečný výsledek VF a V so.

(t on / t off) max = (V out + V F) / (V in (min) -V sat -V out) = (5 + 0,8) / (20-0,8-5) = 5,8 / 14,2 = 0,408

4) Vědět t zapnuto / t vypnuto a (t zapnuto + t vypnuto) max vyřešit soustavu rovnic a najít t on (max.).

t off = (t on + t off) max / ((t on / t off) max +1) = 20μS/(0.408+1)=14.2 μS

t na (max) =20- t off= 20-14,2 μS = 5,8 μS

5) Zjistěte kapacitu časovacího kondenzátoru C 11 (Ct) podle vzorce:

C 11 = 4,5 * 10 -5 * t na (max.).

C 11 = 4.5*10 -5 * t na (max) = 4,5 * 10 - 5 * 5,8 μS = 261pF(toto je minimální hodnota), vezměte 680pF

Čím menší kapacita, tím vyšší frekvence. Kapacita 680pF odpovídá frekvenci 14KHz

6) Najděte špičkový proud výstupním tranzistorem: I PK (spínač) = 2 * I out... Pokud se ukáže, že je větší než maximální proud výstupního tranzistoru (1,5 ... 1,6 A), pak je převodník s takovými parametry nemožný. Buď musíte přepočítat obvod pro nižší výstupní proud ( Jdu pryč), nebo použijte obvod s externím tranzistorem.

I PK (spínač) = 2 * I out = 2 * 0,5 = 1A(pro maximální hodnotu výstupního proudu 750mA I PK (spínač) = 1,4A)

7) Vypočítejte R sc podle vzorce: R sc = 0,3 / I PK (spínač).

R sc = 0,3 / I PK (spínač) = 0,3 / 1 = 0,3 Ohm, zapojte paralelně 3 rezistory ( R 11-12-13) o 1 Ohm

8) Vypočítejte minimální kapacitu výstupního filtračního kondenzátoru: С 17 = I PK (spínač) * (t zapnuto + t vypnuto) max / zvlnění 8V (p-p), kde V zvlnění (p-p)- maximální hodnota zvlnění výstupního napětí. Maximální kapacita se bere ze standardních hodnot nejbližších vypočítané.

C17=Já PK (přepínač) *(t na+ t off) max/8 V zvlnění (p — p) = 1 * 14,2 μS / 8 * 50 mV = 50 μF, vezmeme 220 μF

9) Vypočítejte minimální indukčnost tlumivky:

L 1(min) = t na (max) *(V (min) — V so— V out)/ Já PK (přepínač) ... Pokud dostanete příliš velké C 17 a L 1, můžete zkusit zvýšit četnost převodu a výpočet opakovat. Čím vyšší je převodní frekvence, tím nižší je minimální výstupní kapacita a minimální indukčnost tlumivky.

L 1 (min) = t zapnuto (max) * (V in (min) -V sat -V out) / I PK (spínač) = 5,8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 μH

Toto je minimální indukčnost. Pro mikroobvod MC34063 by měla být tlumivka zvolena se záměrně vyšší hodnotou indukčnosti, než je vypočtená hodnota. Zvolíme L = 150μH od CoilKraft DO5022.

10) Odpory děliče se vypočítají z poměru V out = 1,25 * (1 + R 24 / R 21)... Tyto odpory musí být alespoň 30 ohmů.

Pro V out = 5 V vezmeme R 24 = 3,6 KR 21 = 1,2 tis

Online výpočet http://uiut.org/master/mc34063/ ukazuje správnost vypočtených hodnot (kromě Сt = С11):

Existuje také další online výpočet http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, který také ukazuje správnost vypočtených hodnot.

12) Podle výpočtových podmínek v kapitole 7 se špičkový proud 1A (Max 1,4A) blíží maximálnímu proudu tranzistoru (1,5 ... 1,6 A). Je vhodné instalovat externí tranzistor již při špičce. proudu 1A, aby nedošlo k přehřátí mikroobvodu. A toto je hotovo. Vybíráme tranzistor VT4 MJD45 (typ PNP) s přenosovým poměrem proudu 40 (je vhodné vzít co nejvíce h21e, protože tranzistor pracuje v saturačním režimu a klesá na něm napětí asi 0,8 V). Někteří výrobci tranzistorů uvádějí v záhlaví datasheetu nízké saturační napětí Usat řádově 1V, kterým by se mělo řídit.

Vypočítejme odpory rezistorů R26 a R28 v obvodech zvoleného tranzistoru VT4.

Základní proud tranzistoru VT4: já b = Já PK (přepínač) / h 21 NS . já b = 1/40 = 25 mA

Rezistor v obvodu BE: R 26 =10*h21e/ Já PK (přepínač) . R 26 = 10 * 40/1 = 400 Ohm (bereme R 26 = 160 Ohm)

Proud rezistorem R 26: I RBE = V BE / R 26 = 0,8 / 160 = 5 mA

Základní odpor: R 28 = (Vin (min) -Vsat (řidič) -V RSC -V BEQ 1) / (I B + I RBE)

R 28 = (20-0,8-0,1-0,8) / (25 + 5) = 610 ohmů, můžete mít méně než 160 ohmů (stejný typ s R 26, protože vestavěný Darlingtonův tranzistor může poskytnout větší proud pro menší odpor.

13) Vypočítejte snubber prvky R 32, C 16. (viz výpočet zvyšovacího obvodu a obvodu níže).

14) Vypočítejte prvky výstupního filtru L 5 , R 37, C 24 (G. Ott "Metody potlačení šumu a interference v elektronických systémech" s.120-121).

Vybral jsem si - cívku L5 = 150 μH (stejný typ tlumivky s aktivním odporovým odporem Rdross = 0,25 ohm) a C24 = 47 μF (v zapojení je uvedena větší hodnota 100 μF)

Vypočítejte rychlost rozpadu filtru ksi = ((R + Rdross) / 2) * kořen (C / L)

R = R37 se nastavuje, když je úbytek tlumení menší než 0,6, aby se odstranilo překmitnutí relativní frekvenční odezvy filtru (rezonance filtru). V opačném případě bude filtr na této mezní frekvenci vibrace spíše zesilovat, než je tlumit.

Bez R37: Ksi = 0,25 / 2 * (kořen 47/150) = 0,07 - dojde ke zvýšení frekvenční odezvy na + 20 dB, což je špatné, takže nastavíme R = R37 = 2,2 Ohm, pak:

C R37: Ksi = (1 + 2,2) / 2 * (kořen 47/150) = 0,646 - při ksi 0,5 nebo více se frekvenční odezva snižuje (nedochází k rezonanci).

Rezonanční frekvence filtru (mezní frekvence) Fav = 1 / (2 * pi * L * C), by měla ležet pod konverzními frekvencemi mikroobvodu (ty, které filtrují tyto vysoké frekvence 10-100 kHz). Pro uvedené hodnoty L a C dostáváme Fav = 1896 Hz, což je méně než pracovní frekvence převodníku 10-100 kHz. Odpor R37 nelze zvýšit o více než několik Ohmů, protože napětí na něm klesne (při zatěžovacím proudu 500 mA a R37 = 2,2 Ohm bude úbytek napětí Ur37 = I * R = 0,5 * 2,2 = 1,1 V ).

Všechny prvky obvodu jsou vybrány pro povrchovou montáž

Oscilogramy činnosti v různých bodech v obvodu převodníku Buck:

15) a) Oscilogramy bez zátěže ( Uin = 24 V, Uout = + 5 V):

Napětí + 5V na výstupu převodníku (na kondenzátoru C18) bez zátěže

Signál na kolektoru tranzistoru VT4 má frekvenci 30-40Hz, možná bez zátěže, obvod odebírá asi 4 mA bez zátěže

Řídicí signály na kolík 1 mikroobvodu (dole) a založeno na tranzistoru VT4 (horní) bez zátěže

b) Oscilogramy pod zátěží(Uin = 24V, Uout = + 5V), s kapacitou pro nastavení frekvence c11 = 680pF. Zátěž měníme snížením odporu rezistoru (3 oscilogramy níže). V tomto případě se výstupní proud stabilizátoru zvyšuje, stejně jako vstupní proud.

Zatížení - 3 68 ohmové odpory paralelně ( 221 mA) Vstupní proud - 70mA

Žlutý paprsek - signál založený na tranzistoru (ovládání) Modrý paprsek - signál na kolektoru tranzistoru (výstup) Zátěž - 5 rezistorů 68 ohm paralelně ( 367 mA) Vstupní proud - 110mA

Žlutý paprsek - signál založený na tranzistoru (ovládání) Modrý paprsek - signál na kolektoru tranzistoru (výstup) Zátěž - 1 rezistor 10 ohmů ( 500 mA) Vstupní proud - 150mA

Závěr: v závislosti na zátěži se mění frekvence opakování pulsů, při vyšší zátěži - frekvence se zvyšuje, pak mizí pauzy (+ 5V) mezi fází akumulace a zpětného rázu, zůstávají pouze pravoúhlé pulsy - stabilizátor pracuje "na limitu" svých schopností. To je také vidět na oscilogramu níže, když napětí „pily“ překmitne - stabilizátor přejde do režimu omezení proudu.

c) Napětí na frekvenčním kondenzátoru c11 = 680pF při maximálním zatížení 500mA

Žlutý paprsek - signál kapacity (řízení pily) Modrý paprsek - signál na kolektoru tranzistoru (výstup) Zátěž - 1 rezistor 10 ohmů ( 500 mA) Vstupní proud - 150mA

d) Zvlnění napětí na výstupu stabilizátoru (c18) při maximálním zatížení 500 mA

Žlutý paprsek - výstupní pulzní signál (c18) Zátěž - 1 rezistor 10 ohmů ( 500 mA)

Zvlnění napětí na výstupu LC (R) -filtru (c24) při maximálním zatížení 500 mA

Žlutý paprsek - pulzační signál na výstupu LC (R) -filtru (c24) Zátěž - 1 rezistor 10 ohmů ( 500 mA)

Závěr: kolísání zvlnění mezi špičkami se snížilo z 300 mV na 150 mV.

e) Oscilogram tlumených kmitů bez tlumiče:

Modrý paprsek - na diodě bez tlumiče (je vidět vložení pulsu s časem nerovná se období, protože to není PWM, ale PFM)

Oscilogram tlumených kmitů bez tlumiče (zvětšený):

Výpočet zesilovacího měniče (step-up, boost) DC-DC na mikroobvodu MC34063

http://uiut.org/master/mc34063/. U step-up driveru je to v podstatě to samé jako výpočet step-down driveru, takže mu lze věřit. Schéma během online výpočtu se automaticky změní na typické schéma z „AN920 / D“ Vstupní data, výsledky výpočtu a samotné typické schéma jsou uvedeny níže.

- N-kanálový tranzistor VT7 IRFR220N s efektem pole. Zvyšuje nosnost mikroobvodu, umožňuje rychlé přepínání. Vyberte podle: Elektrický obvod zesilovacího měniče je znázorněn na obrázku 2. Čísla prvků obvodu odpovídají nejnovější verzi obvodu (ze souboru „Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH“). Schéma obsahuje prvky, které nejsou přítomny v typickém online kalkulačním schématu. Jedná se o následující prvky:

• Maximální napětí zdroje kolektoru V DSS =200V, TC vysoké napětí na výstupu + 94V
• Nízký pokles napětí kanálu RDS (zapnuto) max = 0,6ÓmČím nižší je odpor kanálu, tím nižší jsou tepelné ztráty a tím vyšší je účinnost.
• Malá kapacita (vstup), která určuje náboj brány Qg (Celkový poplatek za bránu) a nízký vstupní proud hradla. Pro tento tranzistor já= Qg *Fsw= 15 nC*50 KHz = 750μA.
• Maximální vypouštěcí proud já d= 5A, tk impulsní proud Ipk = 812 mA při výstupním proudu 100 mA

- prvky děliče napětí R30, R31 a R33 (snižuje napětí pro hradlo VT7, které by nemělo být větší než V GS = 20V)

- vybíjecí prvky vstupní kapacity VT7 - R34, VD3, VT6 při přepnutí tranzistoru VT7 do sepnutého stavu. Snižuje dobu poklesu hradla VT7 ze 400 nS (nezobrazeno) na 50 nS (křivka s dobou poklesu 50 nS). Log 0 na pinu 2 mikroobvodu otevře PNP tranzistor VT6 a kapacita vstupní brány se vybije přes FE přechod VT6 (rychleji než jen přes odpor R33, R34).

- cívka L se ve výpočtu ukazuje jako velmi velká, volí se menší hodnocení L = L4 (obr. 2) = 150 μH

- tlumicí prvky С21, R36.

Výpočet snubber:

Proto L = 1 / (4 * 3,14 ^ 2 * (1,2 * 10 ^ 6) ^ 2 * 26 * 10 ^ -12) = 6,772 * 10 ^ 4 Rsn = √ (6,772 * 10 ^ 4/26 * 10 ) 12) = 5,1 kohm

Hodnota kapacity tlumiče je obvykle kompromisním řešením, protože na jedné straně platí, že čím větší kapacita, tím lepší vyhlazení ( menší počet oscilace), na druhé straně se při každém cyklu kapacita dobíjí a odvádí část užitečné energie přes rezistor, což ovlivňuje účinnost (obvykle počítaný tlumič snižuje účinnost velmi mírně, v rozmezí několika procent).

Nastavením proměnného rezistoru byl odpor stanoven přesněji R=1 K

Obr.2 Elektrický schematický diagram posilovacího (boost) driveru.

Oscilogramy činnosti v různých bodech obvodu zesilovacího měniče:

a) Napětí v různých bodech bez zátěže:

Výstupní napětí - 94V bez zátěže

Napětí brány naprázdno

Vypusťte napětí bez zátěže

b) napětí na hradle (žlutý paprsek) a na kolektoru (modrý paprsek) tranzistoru VT7:

na bráně a na svodu pod zátěží se frekvence mění z 11 kHz (90 μs) na 20 kHz (50 μs) - to nejsou PWM, ale PFM

na bráně a na odtoku pod zatížením bez tlumiče (natažený - 1 kmitání)

na vratech a na odtoku pod zatížením s tlumičem

c) přední a zadní přední napětí kolíku 2 (žlutý paprsek) a na bráně (modrý paprsek) VT7, pila kolík 3:

modrá - doba náběhu 450 ns na bráně VT7

Žlutá - doba náběhu 50 ns na pin 2 mikroobvody modrá - doba náběhu 50 ns na bráně VT7

pila na Ct (pin 3 IO) s regulačním překmitem F = 11k

Výpočet DC-DC invertoru (step-up / step-down, invertor) na mikroobvodu MC34063

Výpočet se také provádí podle typické metody „AN920 / D“ od ON Semiconductor.

Výpočet lze provést okamžitě „online“ http://uiut.org/master/mc34063/. Pro invertující řidiče je to v podstatě stejné jako výpočet doláčkového ovladače, takže se tomu dá věřit. Schéma během online výpočtu se automaticky změní na typické schéma z „AN920 / D“ Vstupní data, výsledky výpočtu a samotné typické schéma jsou uvedeny níže.

- bipolární PNP tranzistor VT7 (zvyšuje zatížitelnost) Elektrický obvod invertního měniče je znázorněn na obrázku 3. Čísla prvků obvodu odpovídají poslední verzi obvodu (ze souboru „Driver of MC34063 3in1 - ver 08 .SCH“). Schéma obsahuje prvky, které nejsou přítomny v typickém online kalkulačním schématu. Jedná se o následující prvky:

- prvky děliče napětí R27, R29 (nastavuje základní proud a provozní režim VT7),

- tlumicí prvky C15, R35 (tlumí nežádoucí vibrace z plynu)

Některé komponenty se liší od vypočtených:

• cívka L je odebírána menší než vypočtená hodnota L = L2 (obr. 3) = 150 μH (stejný typ všech cívek)
• výstupní kapacita je brána menší než vypočtená C0 = C19 = 220μF
• kondenzátor pro nastavení frekvence je brán C13 = 680pF, odpovídá frekvenci 14KHz
• dělicí odpory R2 = R22 = 3,6 K, R1 = R25 = 1,2 K (bráno jako první pro výstupní napětí -5 V) a koncové odpory R2 = R22 = 5,1 K, R1 = R25 = 1,2 K (výstupní napětí -6,5 V)

odpor omezující proud odebraný Rsc - 3 odpory paralelně, každý 1 Ohm (výsledný odpor 0,3 Ohm)

Obr.3 Elektrické schéma střídače (step-up / step-down, invertor).

Oscilogramy činnosti v různých bodech obvodu měniče:

a) při vstupním napětí + 24V bez zátěže:

na výstupu -6,5V bez zátěže

na kolektoru - akumulace a výdej energie bez zatížení

na pinu 1 a bázi tranzistoru bez zátěže

na bázi a kolektor tranzistoru bez zátěže

zvlnění výstupu naprázdno

• 20.09.2014

  Spoušť je zařízení se dvěma stabilními rovnovážnými stavy určené pro záznam a ukládání informací. Spoušť je schopna uložit 1 bit dat. Symbol spouště má tvar obdélníku, uvnitř kterého je napsáno písmeno T. Vlevo jsou do obrázku obdélníku přiváděny vstupní signály. Vstupy signálů se zapisují do dalšího pole na levé straně obdélníku. ...

• 21.09.2014

  Jednotaktový koncový stupeň elektronkového zesilovače obsahuje minimum dílů a snadno se montuje a seřizuje. Pentody v koncovém stupni mohou být použity pouze v ultra-lineárních, triodových nebo konvenčních režimech. Při triodovém přepínání je stínící mřížka připojena k anodě přes odpor 100 ... 1000 Ohm. V ultralineárním spojení je kaskáda pokryta OS podél stínící mřížky, což snižuje ...

• 04.05.2015

  Na obrázku je schéma jednoduchého infračerveného dálkového ovladače a přijímače, jehož akčním prvkem je relé. Vzhledem k jednoduchosti obvodu ústředny může zařízení provést pouze dvě akce, a to sepnout relé a vypnout jej uvolněním tlačítka S1, což může být pro určité účely dostačující (garážová vrata, otevření elektromagnetického zámku , atd.). Nastavení schématu je velmi...

• 05.10.2014

  Obvod je vyroben na duálním operačním zesilovači TL072. Na A1.1 je vyroben předzesilovač s koeficientem. zesílení daným poměrem R2 \ R3. R1-regulace hlasitosti. Na OS A1.2 je provedeno aktivní třípásmové ovládání můstkového tónu. Nastavení se provádějí pomocí proměnných rezistorů R7R8R9. Coef. přenos tohoto uzlu 1. Nabitý pre-ULF zdroj může být od ± 4V do ± 15V Literatura ...