외래 키가 있는 Mc34063. MC34063의 전압 변환기. 부스트 컨버터 회로의 다양한 지점에서의 작동 오실로그램

이제 많은 미세 회로 LED 전류 안정기가 있지만 모두 일반적으로 매우 비쌉니다. 그리고 강력한 LED의 확산과 관련하여 이러한 안정 장치의 필요성이 크기 때문에 우리는 안정 장치, 안정 장치 및 저렴한 옵션을 찾아야합니다.

여기에서는 MC34063 키 안정기의 일반적이고 저렴한 마이크로 회로에 안정기의 다른 버전이 제안되었습니다. 이 미세 회로의 이미 알려진 안정기 회로에서 제안 된 옵션은 약간 비표준 연결이 다르기 때문에 인덕터의 인덕턴스와 용량의 작은 값으로도 작동 주파수를 높이고 안정성을 보장 할 수 있습니다. 출력 커패시터.

미세 회로의 특징 - PWM 또는 PFM?

미세 회로의 특징은 PWM과 릴레이 모두라는 것입니다! 또한, 그것이 무엇인지 스스로 선택할 수 있습니다.

이 미세 회로를 더 자세히 설명하는 문서 AN920-D는 다음과 같이 말합니다(그림 2의 미세 회로 기능 다이어그램 참조).

타이밍 커패시터를 충전하는 동안 트리거를 제어하는 ​​AND 게이트의 한 입력에 논리 장치가 설정됩니다. 안정기의 출력 전압이 공칭 전압보다 낮으면(임계값 전압이 1.25V인 입력에서) 논리 단위는 동일한 요소의 두 번째 입력에 설정됩니다. 이 경우 논리 단위도 요소의 출력에 설정되고 플립플롭의 입력 "S"에서 설정되고(입력 "S"에서 활성 레벨 - 논리 1) 논리 단위가 나타납니다. 주요 트랜지스터를 여는 출력 "Q"에서.

주파수 설정 커패시터의 전압이 상한 임계값에 도달하면 방전이 시작되고 논리 요소 "AND"의 첫 번째 입력에 논리 0이 나타납니다. 동일한 레벨이 트리거의 리셋 입력(입력 "R"의 활성 레벨 - 로직 0)에 공급되고 리셋됩니다. 플립 플롭의 출력 "Q"에서 논리 0이 나타나고 주요 트랜지스터가 닫힙니다.
그런 다음 사이클이 반복됩니다.

기능 다이어그램은 이 설명이 기능적으로 마스터 발진기에 연결된 전류 비교기만 참조함을 보여줍니다(마이크로 회로의 입력 7에 의해 제어됨). 그리고 전압 비교기의 출력(입력 5에 의해 제어됨)에는 그러한 "권한"이 없습니다.

각 사이클에서 전류 비교기는 물론 전압 비교기가 허용하는 경우 주요 트랜지스터를 열고 닫을 수 있습니다. 그러나 전압 비교기 자체는 다음 주기에서만 해결할 수 있는 개방을 허용하거나 금지할 수 있습니다.

전류 비교기(핀 6 및 7)의 입력을 단락시키고 전압 비교기(핀 5)만 제어하면 키 트랜지스터가 이에 의해 열리고 커패시터 충전 사이클이 끝날 때까지 열린 상태로 유지됩니다. , 비교기 입력의 전압이 임계값을 초과하더라도. 그리고 커패시터 방전이 시작될 때만 발전기가 트랜지스터를 닫습니다. 이 모드에서 부하에 공급되는 전력은 마스터 발진기의 주파수에 의해서만 공급될 수 있습니다. 왜냐하면 주요 트랜지스터는 강제로 닫혀 있지만 모든 주파수 값에서 0.3-0.5μs 정도의 시간 동안만이기 때문입니다. . 그리고 이 모드는 릴레이 유형의 조절을 나타내는 PFM - 펄스 주파수 변조와 비슷합니다.

반대로 전압 비교기의 입력을 케이스에 단락시켜 작동에서 제외하고 전류 비교기(핀 7)의 입력만 제어하면 주요 트랜지스터가 마스터 발진기에 의해 열리고 닫힙니다. 각 사이클에서 현재 비교기의 명령으로! 즉, 부하가 없는 상태에서 전류 비교기가 작동하지 않으면 트랜지스터가 오랫동안 열리고 짧은 시간 동안 닫힙니다. 반대로 과부하의 경우 현재 비교기의 명령에 따라 오랫동안 열리고 즉시 닫힙니다. 부하 전류의 일부 평균값에서 키가 발전기에 의해 열리고 얼마 후 전류 비교기가 트리거된 후 키가 닫힙니다. 따라서이 모드에서 부하의 전력은 트랜지스터의 개방 상태, 즉 본격적인 PWM의 지속 시간에 의해 조절됩니다.

이 모드에서는 주파수가 일정하게 유지되지 않고 변경되기 때문에 PWM이 아니라고 주장할 수 있습니다. 작동 전압이 증가하면 주파수가 감소합니다. 그러나 일정한 공급 전압으로 주파수도 변경되지 않고 부하 전류는 펄스 지속 시간을 변경해야만 안정화됩니다. 따라서 이것이 본격적인 PWM이라고 가정 할 수 있습니다. 그리고 공급 전압이 변할 때 동작 주파수의 변화는 전류 비교기와 주 발진기를 직접 연결함으로써 설명된다.

두 비교기(클래식 방식)를 동시에 사용하면 모든 것이 동일한 방식으로 작동하고 어떤 비교기가 작동하는지에 따라 키 모드 또는 PWM이 켜집니다. 이 순간: 과전압 포함 - 키(PFM) 및 과전류 포함 - PWM.

미세 회로의 5 번째 핀을 케이스에 단락시켜 전압 비교기를 완전히 배제 할 수 있으며 추가 트랜지스터를 설치하여 PWM을 통한 전압 안정화도 수행됩니다. 이 옵션은 그림 1에 나와 있습니다.

그림 1

이 회로의 전압 안정화는 전류 비교기의 입력에서 전압을 변경하여 수행됩니다. 기준 전압은 전계 효과 트랜지스터(VT1)의 게이트 문턱 전압이다. 안정기의 출력 전압은 트랜지스터의 임계 전압과 저항 분배기 Rd1, Rd2의 분할 계수의 곱에 비례하며 다음 공식으로 계산됩니다.

Uout = Up(1 + Rd2 / Rd1), 여기서

위로 - 임계 전압 VT1(1.7 ... 2V).

전류 조절은 여전히 ​​저항 R2의 저항에 의존합니다.

현재 안정기의 작동 원리.

MC34063 초소형 회로에는 전류를 안정화하는 데 사용할 수 있는 두 개의 입력이 있습니다.

하나의 입력은 1.25V(ms의 5번째 핀)의 임계 전압을 가지며, 이는 전력 손실로 인해 상당히 강력한 LED에 유용하지 않습니다. 예를 들어, 700mA의 전류(3W LED의 경우)에서 전류 센서 저항의 손실은 1.25 * 0.7A = 0.875W입니다. 이러한 이유만으로 컨버터의 이론적인 효율은 3W/(3W + 0.875W) = 77%보다 높을 수 없습니다. 실제 값은 60% ... 70%로 선형 안정기 또는 전류 제한 저항과 비슷합니다.

초소형 회로의 두 번째 입력은 임계 전압이 0.3V(ms의 7번째 핀)이며 내장 트랜지스터를 과전류로부터 보호하도록 설계되었습니다.
일반적으로 이 미세 회로가 사용되는 방식입니다. 임계값이 1.25V인 입력은 전압 또는 전류를 안정화하기 위한 것이고 임계값이 0.3V인 입력은 과부하로부터 미세 회로를 보호하기 위한 것입니다.
때로는 전류 센서의 전압을 증폭하기 위해 추가 연산 증폭기가 설치되지만 회로의 매력적인 단순성이 손실되고 안정기 비용이 증가하기 때문에 이 옵션을 고려하지 않습니다. 다른 미세 회로를 사용하는 것이 더 쉬울 것입니다 ...

이 버전에서는 임계 전압이 0.3V인 입력을 사용하여 전류를 안정화하고 다른 하나는 전압이 1.25V인 입력을 단순히 끄도록 제안합니다.

회로는 매우 간단합니다. 인식의 편의를 위해 미세 회로 자체의 기능 단위가 표시됩니다(그림 2).

그림 2

회로 요소의 임명 및 선택.

초크 L이 있는 다이오드 D- 펄스 안정기의 요소는 인덕터 전류의 필요한 부하 전류 및 연속 모드에 대해 각각 계산됩니다.

커패시터 C나 및 C영형- 입구와 출구에서 차단. 출력 커패시터 Co는 부하 전류의 작은 리플, 특히 인덕터의 인덕턴스 값이 크므로 기본적으로 필요하지 않으므로 점선으로 그려지고 실제 회로에는 없을 수 있습니다.

커패시터 CNS- 주파수 설정. 또한 기본적으로 필요한 요소는 아니므로 점선으로 표시하였다.

마이크로 회로의 데이터 시트는 100KHz의 최대 작동 주파수를 나타내고, 표 매개 변수는 33KHz의 평균 값을 나타내며, 주파수 설정 커패시터의 용량에 대한 키의 개방 및 폐쇄 상태 지속 시간의 의존성을 보여주는 그래프는 각각 2μs 및 0.3μs의 최소값(10pF 용량).
마지막 값을 취하면 주기는 2μs + 0.3μs = 2.3μs이며 이것은 435KHz의 주파수입니다.

미세 회로의 작동 원리를 고려하면 마스터 발진기의 펄스에 의해 설정되고 현재 비교기에 의해 재설정되는 트리거는이 ms가 논리적이고 로직의 작동 주파수가 단위보다 낮지 않다는 것이 밝혀졌습니다. MHz의. 속도는 키 트랜지스터의 속도 특성에 의해서만 제한된다는 것이 밝혀졌습니다. 그리고 그가 400kHz의 주파수를 당기지 않으면 펄스의 폴오프가 있는 에지가 조여지고 동적 손실로 인해 효율성이 매우 낮을 것입니다. 그러나 실습에 따르면 다른 제조업체의 초소형 회로는 주파수 설정 커패시터 없이도 잘 시작되고 작동하는 것으로 나타났습니다. 그리고 이를 통해 마이크로 회로의 인스턴스 및 제조업체에 따라 최대 200KHz - 400KHz의 작동 주파수를 최대화할 수 있습니다. 마이크로 회로의 주요 트랜지스터는 380kHz의 작동 주파수에서 펄스 프런트가 0.1μs를 초과하지 않고 강하가 0.12μs를 초과하지 않기 때문에 이러한 주파수를 잘 유지합니다. 따라서 이러한 고주파수에서도 트랜지스터의 동적 손실은 매우 작으며 주요 손실 및 가열은 주요 트랜지스터의 증가된 포화 전압(0.5 ... 1V)에 의해 결정됩니다.

저항 RNS내장 스위치 트랜지스터의 베이스 전류를 제한합니다. 다이어그램에 표시된이 저항을 포함하면 소비 전력을 줄이고 안정기의 효율성을 높일 수 있습니다. 저항 Rb 양단의 전압 강하는 공급 전압, 부하 전압 및 미세 회로 양단의 전압 강하는(0.9-2V) 차이와 같습니다.

예를 들어 총 전압 강하가 9 ... 10V이고 배터리(12-14V)로 전원이 공급되는 3개의 LED 직렬 체인에서 저항 Rb의 전압 강하는 4V를 초과하지 않습니다.

결과적으로 저항이 ms의 8번째 핀과 공급 전압 사이에 연결될 때 저항 Rb의 손실은 일반적인 연결에 비해 몇 배 더 낮습니다.

추가 저항 Rb가 미세 회로 내부에 이미 설치되어 있거나 키 구조 자체의 저항이 증가하거나 키 구조가 전류원으로 설계되었음을 명심해야 합니다. 이것은 제한 저항 Rb의 다른 저항에서 공급 전압에 대한 구조의 포화 전압(핀 8과 2 사이)의 의존성 그래프에서 따릅니다(그림 3).

그림 3

결과적으로 어떤 경우에는(공급 전압과 부하 전압 간의 차이가 작거나 손실이 저항 Rb에서 미세 회로로 전달될 수 있는 경우) 저항 Rb는 미세 회로의 핀 8을 다음 중 하나에 직접 연결하여 생략할 수 있습니다. 출력 또는 공급 전압.

그리고 스태빌라이저의 전체 효율이 특히 중요하지 않은 경우 미세 회로의 핀 8과 1을 함께 연결할 수 있습니다. 이 경우 부하 전류에 따라 효율이 3~10% 감소할 수 있습니다.

저항 Rb의 저항을 선택할 때 타협해야 합니다. 저항이 낮을수록 초기 공급 전압이 낮아지고 부하 전류 안정화 모드가 시작되지만 동시에 광범위한 공급 전압 변동으로 인해 이 저항의 손실이 증가합니다. 결과적으로 안정기의 효율은 공급 전압이 증가함에 따라 감소합니다.

예를 들어 다음 그래프(그림 4)는 두 개의 다른 저항 값 Rb - 24 Ohm 및 200 Ohm에 대한 공급 전압에 대한 부하 전류의 의존성을 보여줍니다. 200Ω 저항을 사용하면 14V 미만의 공급 전압에서 안정화가 사라집니다(주요 트랜지스터의 베이스 전류 부족으로 인해). 24Ω 저항을 사용하면 11.5V의 전압에서 안정화가 사라집니다.

그림 4

따라서 필요한 공급 전압 범위에서 안정화를 얻으려면 저항 Rb의 저항을 잘 계산할 필요가 있습니다. 특히 배터리 전원의 경우 이 범위가 작고 몇 볼트에 불과합니다.

저항 R남부하 전류 센서입니다. 이 저항의 계산에는 특별한 기능이 없습니다. 초소형 회로의 전류 입력 기준 전압은 제조업체마다 다르다는 점을 염두에 두어야 합니다. 아래 표는 일부 미세 회로의 기준 전압의 실제 측정 값을 보여줍니다.

칩	만드는 사람	U 참조(B)
MC34063ACD	ST마이크로일렉트로닉스
MC34063EBD	ST마이크로일렉트로닉스
GS34063S	글로벌텍반도체
SP34063A	시펙스 주식회사
MC34063A	모토로라
AP34063N8	아날로그 기술
AP34063A	아나칩
MC34063A	페어차일드

기준 전압의 크기에 대한 통계는 작기 때문에 주어진 값을 표준으로 간주해서는 안됩니다. 기준 전압의 실제 값은 데이터시트에 표시된 값과 매우 다를 수 있다는 점을 염두에 두어야 합니다.

기준 전압의 이러한 큰 확산은 분명히 전류 입력의 목적(부하 전류의 안정화가 아니라 과부하 보호)에 기인합니다. 그럼에도 불구하고 주어진 변형에서 부하 전류를 유지하는 정확도는 상당히 좋습니다.

지속 가능성에 대해.

MC34063 마이크로 회로에서는 OS 회로에 수정을 도입할 가능성이 없습니다. 처음에는 초크 L의 인덕턴스 값, 특히 출력 커패시터 Co의 용량이 증가하여 안정성이 달성됩니다. 이 경우 특정 역설이 나타납니다. 더 높은 주파수에서 작동하면 필터 소자의 낮은 인덕턴스와 용량으로 필요한 전압 및 부하 전류 리플을 얻을 수 있지만 회로가 여기 될 수 있으므로 큰 인덕턴스 및 (또는) 큰 커패시턴스. 결과적으로 스태빌라이저의 치수가 과장되었습니다.

또 다른 역설은 강압 스위칭 레귤레이터의 경우 출력 커패시터가 기본적으로 필요한 요소가 아니라는 것입니다. 한 번의 초크로 필요한 리플 전류(전압) 수준을 얻을 수 있습니다.

그림 2와 같이 추가 보정 RC 네트워크 Rf 및 Cf를 설치하여 인덕턴스의 요구되거나 과소 평가된 값, ​​특히 출력 필터의 커패시턴스에서 안정기의 우수한 안정성을 얻을 수 있습니다.

실습에 따르면 이 체인의 시간 상수의 최적 값은 최소 1KΩ * μF여야 합니다. 10K 옴 저항 및 0.1uF 커패시터와 같은 체인 매개 변수 값은 매우 편리한 것으로 간주 될 수 있습니다.

이러한 보정 회로를 사용하면 스태빌라이저는 출력 필터의 인덕턴스(μH 단위) 및 커패시턴스(μF의 단위 및 분수) 값이 작거나 출력 커패시터 없이 전체 공급 전압 범위에서 안정적으로 작동합니다. .

미세 회로의 전류 입력을 안정화하는 데 사용할 때 PWM 모드는 안정성에 중요한 역할을 합니다.

수정을 통해 일부 미세 회로가 이전에는 정상적으로 작동하고 싶지 않았던 더 높은 주파수에서 작동할 수 있었습니다.

예를 들어 다음 그래프는 주파수 설정 커패시터 용량이 100pF인 STMicroelectronics의 MC34063ACD 초소형 회로에 대한 공급 전압에 대한 작동 주파수의 의존성을 보여줍니다.

그림 5

그래프에서 볼 수 있듯이 수정 없이 이 미세 회로는 주파수 설정 커패시터의 작은 용량으로도 더 높은 주파수에서 작동하기를 원하지 않았습니다. 커패시턴스를 0에서 수백 pF로 변경해도 주파수에 큰 영향을 미치지 않았으며 최대값은 겨우 100kHz에 도달했습니다.

RfCf 보정 회로가 도입된 후 동일한 미세 회로(이와 유사한 다른 회로)가 최대 거의 300kHz의 주파수에서 작동하기 시작했습니다.

주어진 의존성은 아마도 대부분의 미세 회로에 대해 일반적인 것으로 간주 될 수 있지만 일부 회사의 미세 회로는 수정 없이도 더 높은 주파수에서 작동하고 수정의 도입으로 12의 공급 전압에서 400KHz의 작동 주파수를 얻을 수 있었습니다. ... 14V.

다음 그래프는 보정 없이 안정기의 작동을 보여줍니다(그림 6).

그림 6

그래프는 출력 커패시터 용량(Co) - 10mkF의 두 값에서 공급 전압에 대한 소비 전류(Ip), 부하 전류(Iн) 및 출력 단락 전류(Isc)의 의존성을 보여줍니다. 220mkF.

출력 커패시터의 용량이 증가하면 안정기의 안정성이 증가한다는 것을 분명히 알 수 있습니다. 10μF 용량에서 파선은 자기 여기로 인해 발생합니다. 최대 16V의 공급 전압에서는 여기가 없으며 16-18V에 나타납니다. 그런 다음 일부 모드 변경이 발생하고 24V의 전압에서 두 번째 차단이 나타납니다. 동시에 작동 주파수가 공급 전압에 대한 작동 주파수 의존성의 이전 그래프(그림 5)에서 볼 수 있는 것처럼 작동 주파수가 변경됩니다(두 그래프는 안정기의 한 인스턴스를 검사할 때 동시에 얻어짐).

출력 커패시터의 용량을 220μF 이상으로 늘리면 특히 낮은 공급 전압에서 안정성이 높아집니다. 그러나 그것은 각성을 제거하지 않습니다. 적어도 1000mkF의 출력 커패시터 용량으로 안정기의 다소 안정적인 작동을 얻을 수 있습니다.

이 경우 초크의 인덕턴스는 전체 그림에 거의 영향을 미치지 않지만 인덕턴스의 증가가 안정성을 증가시키는 것은 분명합니다.

작동 주파수의 변화는 그래프에서도 볼 수 있는 부하 전류의 안정성에 영향을 미칩니다. 공급 전압이 변할 때 출력 전류의 전반적인 안정성도 만족스럽지 않습니다. 전류는 다소 좁은 범위의 공급 전압에서 비교적 안정적인 것으로 간주될 수 있습니다. 예를 들어 배터리 전원으로 실행할 때.

교정 체인 RfCf의 도입은 안정기의 작동을 근본적으로 바꿉니다.

다음 그래프는 동일한 스태빌라이저의 작동을 보여주지만 RfCf 교정 체인이 있습니다.

그림 7

전류 안정기의 경우와 같이 안정기가 작동하기 시작했음을 분명히 알 수 있습니다. 부하 및 단락 전류는 공급 전압의 전체 범위에서 실질적으로 동일하고 변경되지 않습니다. 이 경우 출력 커패시터는 안정기의 작동에 전혀 영향을 미치지 않습니다. 이제 출력 커패시터의 용량은 부하의 리플 전류와 전압 수준에만 영향을 미치며 많은 경우 커패시터가 전혀 설치되지 않을 수 있습니다.

아래는 예를 들어 출력 커패시터 Co의 다른 용량에서 부하 전류의 리플 값입니다. LED는 10개의 병렬 그룹(30개)에 3개의 직렬로 연결됩니다. 공급 전압 - 12V. 초크 47μH.

커패시터 없음: LED당 부하 전류 226mA + -65mA 또는 22.6mA + -6.5mA.
0.33μF 커패시터 사용: LED당 226mA + -25mA 또는 22.6mA + -2.5mA.
1.5μF 커패시터 사용: LED당 226mA + -5mA 또는 22.6mA + -0.5mA.
10μF 커패시터 사용: LED당 226mA + -2.5mA 또는 22.6mA + -0.25mA.

즉, 커패시터가 없는 상태에서 총 부하 전류가 226mA일 때 부하 전류의 리플은 65mA이며, 이는 하나의 LED로 환산하여 평균 전류 22.6mA, 리플 6.5mA를 제공합니다.

0.33μF의 작은 정전 용량으로도 전류의 리플이 급격히 감소하는 것을 볼 수 있습니다. 동시에 1mkF에서 10mkF로 커패시턴스를 증가시키는 것은 리플 수준에 거의 영향을 미치지 않습니다.

기존의 전해질이나 탄탈륨 전해질은 가까운 수준의 리플조차 제공하지 않기 때문에 모든 커패시터는 세라믹이었습니다.

출력에서 1μF 커패시터는 모든 경우에 충분하다는 것이 밝혀졌습니다. 리플이 1μF에 비해 크게 감소하지 않기 때문에 0.2-0.3A의 부하 전류에서 커패시턴스를 10μF로 증가시키는 것은 거의 의미가 없습니다.
더 높은 인덕턴스로 초크를 사용하면 높은 부하 전류 및 (또는) 높은 공급 전압에서도 커패시터 없이도 할 수 있습니다.

12V로 전원을 공급할 때 입력 전압의 리플과 입력 커패시터 Ci 10mkF의 용량은 100mV를 초과하지 않습니다.

마이크로 회로의 전력 기능.

MC34063 초소형 회로는 일반적으로 데이터 시트에 따라 3V ~ 40V(STM의 ms - 최대 50V) 및 실제로는 최대 45V에서 작동하여 DIP-8의 경우 최대 1A, 최대 0.75의 부하 전류를 제공합니다. SO-8 케이스용 A. LED의 직렬 및 병렬 스위칭을 결합하면 3V * 20mA = 60mW ~ 40V * 0.75 ... 1A = 30 ... 40W의 출력 전력으로 램프를 만들 수 있습니다.

주요 트랜지스터의 포화 전압(0.5 ... 0.8V)과 1.2W의 전력으로 마이크로 회로 케이스에서 소비되는 허용 전력을 고려하면 부하 전류를 최대 1.2W / 0.8V = 1.5A까지 증가시킬 수 있습니다. DIP-8 케이스의 경우 SO-8 케이스의 경우 최대 1A.

그러나이 경우 좋은 방열이 필요합니다. 그렇지 않으면 미세 회로에 내장 된 과열 보호 장치로 인해 그러한 전류에서 작동하지 않습니다.

기판에 대한 미세 회로 케이스의 표준 DIP 납땜은 최대 전류에서 필요한 냉각을 제공하지 않습니다. 핀의 가는 끝부분을 제거하여 SMD 옵션의 DIP 케이스 핀을 형성해야 합니다. 핀의 나머지 넓은 부분은 케이스 바닥과 같은 높이로 구부러진 다음 기판에 납땜됩니다. 인쇄 회로 기판을 분할하여 미세 회로 케이스 아래에 넓은 다각형이 있도록 유용하며 미세 회로를 설치하기 전에 베이스에 약간의 열전도 페이스트를 도포해야 합니다.

리드가 짧고 넓기 때문에 케이스가 구리 폴리곤에 꼭 맞습니다. 인쇄 회로 기판초소형 회로 케이스의 열 저항이 감소하고 조금 더 많은 전력을 소비할 수 있습니다.

SO-8 케이스의 경우 케이스 상단에 플레이트 또는 기타 프로파일 형태로 추가 라디에이터를 직접 설치하는 데 도움이 됩니다.

한편으로 권력을 늘리려는 그러한 시도는 이상하게 보입니다. 결국, 더 강력한 다른 마이크로 회로로 간단히 전환하거나 외부 트랜지스터를 설치할 수 있습니다. 그리고 1.5A 이상의 부하 전류에서 이것이 유일한 올바른 솔루션이 될 것입니다. 그러나 1.3A의 부하 전류가 필요한 경우 단순히 방열을 개선하고 MC34063 초소형 회로에 더 저렴하고 간단한 옵션을 적용해 볼 수 있습니다.

이 버전의 안정기에서 얻은 최대 효율은 90%를 초과하지 않습니다. 최대 0.5A의 전류에서 0.4 ... 0.5V 이상, 1 ... 1.5A의 전류에서 0.8 ... 1V 이상으로 주요 트랜지스터의 포화 전압이 증가하여 효율성이 추가로 증가하지 않습니다. 따라서 안정기의 주요 발열체는 항상 미세 회로입니다. 사실, 눈에 띄는 가열은 특정 경우의 최대 용량에서만 발생합니다. 예를 들어, SO-8 패키지의 초소형 회로는 1A의 부하 전류에서 최대 100도까지 가열되고 추가 방열판 없이 내장된 과열 보호 장치에 의해 주기적으로 꺼집니다. 최대 0.5A ... 0.7A의 전류에서 미세 회로는 약간 따뜻하며 0.3 ... 0.4A의 전류에서는 전혀 가열되지 않습니다.

더 높은 부하 전류에서 작동 주파수는 감소될 수 있습니다. 이 경우 스위치 트랜지스터의 동적 손실이 크게 감소합니다. 총 전력 손실과 케이스의 가열이 감소됩니다.

레귤레이터의 효율에 영향을 미치는 외부 요소는 다이오드 D, 초크 L 및 저항기 Rsc 및 Rb입니다. 따라서 다이오드는 낮은 순방향 전압(쇼트키 다이오드)과 가능한 가장 낮은 권선 저항을 가진 초크를 선택해야 합니다.

적절한 제조업체의 미세 회로를 선택하여 임계 전압을 낮추어 Rsc 저항의 손실을 줄이는 것이 가능합니다. 이것은 이미 이전에 논의되었습니다(시작 부분의 표 참조).

Rsc 저항기의 손실을 줄이기 위한 또 다른 옵션은 저항기 Rf의 추가 정전류 바이어스를 도입하는 것입니다(이는 안정기의 특정 예에 대해 아래에서 더 자세히 설명됨).

저항 Rb는 가능한 한 많은 저항을 갖도록 잘 계산되어야 합니다. 공급 전압이 큰 범위 내에서 변경되면 Rb 저항 대신 전류 소스를 넣는 것이 좋습니다. 이 경우 공급 전압이 증가함에 따라 손실이 크게 증가하지 않습니다.

위의 모든 조치를 취하면 이러한 요소의 손실 비율은 미세 회로 손실보다 1.5-2배 적습니다.

미세 회로의 전류 입력에는 평소와 같이 키 트랜지스터의 전류(부하 전류와 출력 커패시터의 합)에 비례하는 펄스 전압이 아닌 부하 전류에만 비례하는 정전압이 공급되므로, 인덕터의 인덕턴스는 요소 수정 체인이 아니기 때문에 더 이상 작동 안정성에 영향을 미치지 않습니다(그 역할은 RfCf 체인에 의해 수행됨). 키 트랜지스터의 전류 진폭과 부하 전류의 리플만이 인덕턴스 값에 의존합니다. 그리고 동작 주파수가 상대적으로 높기 때문에 낮은 인덕턴스 값에서도 부하 전류의 리플이 작다.

그러나 마이크로 회로에 내장된 상대적으로 저전력 스위치 트랜지스터로 인해 초크의 인덕턴스가 크게 감소하지 않아야 합니다. 이는 트랜지스터의 피크 전류를 이전 평균값으로 증가시키고 포화 전압을 증가시키기 때문입니다. 결과적으로 트랜지스터 손실이 증가하고 전체 효율이 감소합니다.
사실, 극적으로는 아닙니다. 몇 퍼센트 정도입니다. 예를 들어 초크를 12μH에서 100μH로 교체하면 안정기 중 하나의 효율을 86%에서 90%로 높일 수 있습니다.

반면에 이것은 낮은 부하 전류에서도 낮은 인덕턴스를 가진 초크를 선택할 수 있게 하여 주요 트랜지스터의 전류 진폭이 미세 회로의 최대값인 1.5A를 초과하지 않도록 합니다.

예를 들어, 부하 전류가 0.2A이고 전압이 9 ... 10V이고 공급 전압이 12 ... 15V이고 작동 주파수가 300KHz인 경우 인덕턴스가 53μH인 초크가 필요합니다. 이 경우 미세 회로의 주요 트랜지스터의 펄스 전류는 0.3A를 초과하지 않습니다. 초크의 인덕턴스를 4μH로 줄이면 동일한 평균 전류로 주요 트랜지스터의 펄스 전류가 한계 값(1.5A)까지 증가합니다. 사실, 동적 손실의 증가로 인해 안정기의 효율성이 감소합니다. 그러나 경우에 따라 효율성을 희생하는 것이 허용되지만 인덕턴스가 작은 소형 초크를 사용합니다.

초크의 인덕턴스가 증가하면 최대 부하 전류를 초소형 회로의 주요 트랜지스터 전류 제한 값(1.5A)까지 증가시킬 수 있습니다.

초크의 인덕턴스가 증가하면 스위치 트랜지스터의 현재 모양이 완전히 삼각형에서 완전히 직사각형으로 바뀝니다. 그리고 직사각형의 면적이 삼각형의 면적보다 2배 크기 때문에(높이와 밑면이 동일함) 트랜지스터 전류(및 부하)의 평균값은 의 일정한 진폭으로 두 배가 될 수 있습니다. 전류 펄스.

즉, 진폭이 1.5A인 삼각형 펄스에서 트랜지스터와 부하의 평균 전류는 다음과 같습니다.

여기서 k는 주어진 마이크로 회로에 대해 0.9와 동일한 최대 펄스 듀티 사이클입니다.

결과적으로 최대 부하 전류는 다음을 초과하지 않습니다.

에서 = 1.5A / 2 * 0.9 = 0.675A.

그리고이 값을 초과하는 부하 전류의 증가는 미세 회로의 주요 트랜지스터의 최대 전류 초과를 수반합니다.

따라서 이 초소형 회로의 모든 데이터 시트에는 0.75A의 최대 부하 전류가 표시됩니다.

트랜지스터 전류가 직사각형이 되도록 초크의 인덕턴스를 증가시켜 최대 전류 공식에서 둘을 제거하고 다음을 얻을 수 있습니다.

에서 = 1.5A * k = 1.5A * 0.9 = 1.35A.

초크의 인덕턴스가 크게 증가하면 크기도 약간 증가한다는 점을 염두에 두어야 합니다. 그러나 때로는 추가로 강력한 트랜지스터를 설치하는 것보다 부하 전류를 증가시키기 위해 초크의 크기를 늘리는 것이 더 쉽고 저렴합니다.

당연히 1.5A 이상의 필요한 부하 전류로 추가 트랜지스터(또는 다른 컨트롤러 미세 회로)를 설치하는 것 외에는 할 수 없으며 선택에 직면하면 1.4A의 부하 전류 또는 다른 미세 회로, 다음 먼저 스로틀의 크기를 늘려 인덕턴스를 늘려 문제를 해결해야 합니다.

마이크로 회로의 데이터 시트는 최대 펄스 듀티 사이클이 6/7 = 0.857을 초과하지 않음을 나타냅니다. 실제로 300-400KHz의 높은 작동 주파수에서도 거의 0.9의 값을 얻습니다. 더 낮은 주파수(100-200KHz)에서 듀티 사이클은 0.95에 도달할 수 있습니다.

따라서 스태빌라이저는 작은 입출력 전압차로 정상적으로 동작합니다.

안정기는 부하 전류가 공칭에 비해 너무 낮을 때 흥미롭게 작동합니다. 지정된 전압 아래로 공급 전압이 감소하여 발생합니다. 효율은 95% 이상입니다...

PWM은 고전적인 방식(마스터 오실레이터의 전체 제어)이 아니라 "릴레이" 방식으로 트리거(시작 - 발생기, 재설정 - 비교기)를 통해 구현된 다음 아래의 전류에서 구현됩니다. 공칭, 키 트랜지스터가 닫히지 않는 상황이 가능합니다. 공급 전압과 부하 전압의 차이는 주요 트랜지스터의 포화 전압으로 감소하며, 일반적으로 최대 1A의 전류에서 1V를 초과하지 않고 최대 0.2-0.3A의 전류에서 0.2-0.3V를 넘지 않습니다. 정적 손실이 있음에도 불구하고 동적 손실은 없으며 트랜지스터는 거의 점퍼처럼 작동합니다.

트랜지스터가 제어 가능한 상태를 유지하고 PWM 모드에서 작동하는 경우에도 감소된 전류로 인해 효율이 높게 유지됩니다. 예를 들어, 공급 전압(10V)과 LED 양단의 전압(8.5V) 사이에 1.5V의 차이가 있는 경우에도 회로는 95%의 효율로 계속 작동합니다(2배 감소한 주파수에도 불구하고).

이러한 경우에 대한 전류 및 전압의 매개변수는 실용적인 안정 회로를 고려할 때 아래에 표시됩니다.

실용적인 안정 장치 옵션.

회로에서 가장 단순하고 반복되는 고전적인 옵션은 작동 주파수 또는 전류를 높이거나 효율성을 높이거나 좋은 안정성을 얻을 수 없기 때문에 많은 옵션이 없습니다. 따라서 가장 최적의 옵션은 하나이며 블록 다이어그램은 그림 2에 나와 있습니다. 스태빌라이저의 요구되는 특성에 따라 구성품의 등급만 변경할 수 있습니다.

그림 8은 클래식 버전의 다이어그램을 보여줍니다.

그림 8

특징 중 - OS 회로에서 출력 커패시터(C3)의 전류를 제거한 후 인덕터의 인덕턴스를 줄일 수 있게 되었습니다. 샘플의 경우 12μH용 DM-3 유형 막대의 오래된 가정용 초크를 사용했습니다. 보시다시피 회로의 특성은 상당히 좋은 것으로 나타났습니다.

효율성 향상에 대한 열망은 그림 9에 표시된 계획으로 이어졌습니다.

그림 9

이전 회로와 달리 저항 R1은 전원 공급 장치가 아니라 안정기의 출력에 연결됩니다. 결과적으로 저항 R1 양단의 전압은 부하 양단의 전압 값만큼 작아졌습니다. 동일한 전류로 할당된 전력은 0.5W에서 0.15W로 감소했습니다.

동시에 초크의 인덕턴스가 증가하여 스태빌라이저의 효율도 증가했습니다. 그 결과 효율성이 몇 퍼센트 증가했습니다. 특정 수치는 다이어그램에 표시됩니다.

마지막 두 계획의 또 다른 특징입니다. 그림 8의 회로는 공급 전압이 변할 때 부하 전류의 안정성이 매우 우수하지만 효율이 낮습니다. 반대로 그림 9의 회로는 효율이 다소 높지만 전류 안정성이 좋지 않습니다. 공급 전압이 12V에서 15V로 변경되면 부하 전류가 0.27A에서 0.3A로 증가합니다.

이것은 앞에서 언급한 바와 같이 저항 R1의 잘못된 저항 선택으로 인해 발생합니다(그림 4 참조). 저항 R1이 증가하면 부하 전류의 안정성이 감소하고 효율이 증가하므로 경우에 따라 이를 사용할 수 있습니다. 예를 들어 배터리 전원의 경우 전압 변동의 한계가 작고 고효율이 더 적합합니다.

어느 정도 규칙성이 있어야 합니다.

상당히 많은 안정 장치가 만들어졌으며(거의 모두 자동차의 백열등을 LED 램프로 교체하는 데 사용되었습니다), 때때로 안정 장치가 필요하지만 결함이 있는 허브 및 스위치에서 미세 회로를 가져왔습니다. 제조업체의 차이에도 불구하고 거의 모든 미세 회로는 간단한 회로에서도 적절한 안정 장치 특성을 얻을 수있었습니다.

Globaltech Semiconductor의 GS34063S 초소형 회로 만 발견되었으며 고주파수에서 작동하고 싶지 않았습니다.

그런 다음 STMicroelectronics의 여러 MC34063ACD 및 MC34063EBD 초소형 회로를 구입하여 더 나쁜 결과를 보였습니다. 더 높은 주파수에서 작동하지 않고 안정성이 좋지 않으며 전류 비교기 지원의 전압이 너무 높습니다(0.45-0.5V), 열악한 안정화 효율이 좋은 부하 전류 또는 안정화가 좋은 열악한 효율 ...

나열된 마이크로 회로의 열악한 성능은 아마도 저렴한 것으로 설명됩니다. 결함이있는 스위치에서 제거한 동일한 회사의 MC34063A (DIP-8) 마이크로 회로가 정상적으로 작동했기 때문에 가장 저렴한 것을 구입했습니다. 사실, 상대적으로 낮은 주파수 - 160KHz 이하.

고장난 하드웨어에서 가져온 다음 칩은 잘 작동했습니다.

사이펙스 주식회사(SP34063A),
모토로라(MC34063A),
아날로그 기술(AP34063N8),
아나칩(AP34063 및 AP34063A).
페어차일드(MC34063A) - 회사를 올바르게 식별했는지 확실하지 않습니다.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies(UTC) 및 텍사스 인스트루먼트 - 기억이 나지 않습니다. 일부 회사의 ms와 함께 일하기를 꺼리는 상황에 직면한 후에야 이 회사에 관심을 갖기 시작했기 때문입니다. 특별히 사지 않았습니다.

STMicroelectronics에서 구입한 제대로 작동하지 않는 MC34063ACD 및 MC34063EBD 마이크로 회로를 버리지 않기 위해 몇 가지 실험을 수행하여 그림 2의 맨 처음에 표시된 회로로 이어졌습니다.

다음 그림 10은 RfCf 보정 회로(이 다이어그램의 R3C2)가 있는 조정기의 실제 회로를 보여줍니다. 보정 체인이 없는 안정 장치와 보정 체인이 있는 안정 장치의 작동 차이점은 "안정성 정보" 섹션에서 이미 논의되었으며 그래프가 제공되었습니다(그림 5, 그림 6, 그림 7).

그림 10

도 7의 그래프에서 전류 안정화가 미세회로의 전체 공급전압 범위에서 우수함을 알 수 있다. PWM이 작동하는 것처럼 안정성이 매우 좋습니다. 주파수가 충분히 높기 때문에 인덕턴스가 낮은 소형 초크를 사용하고 출력 커패시터를 완전히 포기할 수 있습니다. 작은 커패시터를 설치하더라도 부하 전류의 리플을 완전히 제거할 수 있습니다. 커패시터의 커패시턴스에 대한 부하 전류 리플 진폭의 의존성은 "안정성" 섹션에서 앞서 논의되었습니다.

이미 언급했듯이 STMicroelectronics에서 얻은 MC34063ACD 및 MC34063EBD 마이크로 회로는 데이터 시트에 표시된 0.25V-0.35V 값에도 불구하고 전류 비교기의 기준 전압이 각각 0.45V-0.5V로 과대 평가된 것으로 나타났습니다. 이 때문에 높은 부하 전류에서 전류 센서 저항에서 큰 손실이 발생합니다. 손실을 줄이기 위해 트랜지스터 VT1 및 저항 R2의 회로에 전류 소스가 추가되었습니다. (그림 11).

그림 11

이 전류 소스 덕분에 저항 R3을 통해 33μA의 추가 바이어스 전류가 흐르므로 부하 전류가 없더라도 저항 R3 양단의 전압은 33μA * 10KΩ = 330mV입니다. 초소형 회로의 전류 입력 임계값 전압이 450mV이므로 전류 비교기가 전류 센서 저항 R1에서 작동하려면 450mV-330mV = 120mV의 전압이 있어야 합니다. 1A의 부하 전류에서 저항 R1은 0.12V / 1A = 0.12Ω이어야 합니다. 우리는 0.1 Ohm의 사용 가능한 값을 넣습니다.
VT1용 전류 안정기가 없으면 저항 R1은 0.45V/1A = 0.45Ω의 비율로 선택되어야 하며 0.45W의 전력이 소모됩니다. 이제 동일한 전류에서 R1의 손실은 0.1W에 불과합니다.

이 옵션은 배터리로 구동되며 최대 1A의 부하 전류, 8-10W의 전력을 공급합니다. 출력의 단락 전류는 1.1A입니다. 이 경우 소비 전류는 14.85V의 공급 전압에서 각각 64mA로 감소하고 소비 전력은 0.95W로 떨어집니다. 이 모드의 미세 회로는 가열되지도 않고 필요한 만큼 단락 모드에 있을 수 있습니다.

나머지 특성은 다이어그램에 나와 있습니다.

초소형 회로는 SO-8의 경우이며 1A의 부하 전류가 이를 제한합니다. 매우 뜨거워집니다 (단자 온도는 100도입니다!). 따라서 DIP-8 패키지에 초소형 회로를 넣고 SMD 설치용으로 변환하고 큰 다각형을 만들고 (또는) 라디에이터를 만드는 것이 좋습니다.
미세 회로 키의 포화 전압은 1A의 전류에서 거의 1V이므로 가열이 동일합니다. 그러나 미세 회로의 데이터 시트로 판단하면 1A의 전류에서 주요 트랜지스터의 포화 전압은 0.4V를 초과해서는 안됩니다.

서비스 기능.

마이크로 회로에 서비스 기능이 없음에도 불구하고 독립적으로 구현할 수 있습니다. 일반적으로 LED 전류 조정기는 종료 및 부하 전류 조정이 필요합니다.

온-오프

MC34063 마이크로 회로의 안정기를 끄는 것은 세 번째 핀에 전압을 인가하여 구현됩니다. 예는 그림 12에 나와 있습니다.

그림 12

마이크로 회로의 3번째 핀에 전압이 가해지면 마스터 발진기가 멈추고 키 트랜지스터가 닫히는 것으로 실험적으로 결정되었습니다. 이 상태에서 미세 회로의 전류 소비는 제조업체에 따라 다르며 데이터 시트에 표시된 무부하 전류(1.5-4mA)를 초과하지 않습니다.

안정기를 끄는 나머지 옵션(예: 5번째 핀에 1.25V 이상의 전압 적용)은 마스터 발진기를 멈추지 않고 미세 회로가 3번째 핀에 있는 보드.

그러한 관리의 본질은 다음과 같습니다.

미세 회로의 3번째 핀에는 주파수 설정 커패시터의 충방전 톱니 전압이 작용합니다. 전압이 1.25V의 임계 값에 도달하면 커패시터가 방전되기 시작하고 미세 회로의 출력 트랜지스터가 닫힙니다. 이것은 안정기를 끄려면 미세 회로의 세 번째 입력에 최소 1.25V의 전압을 적용해야 함을 의미합니다.

마이크로 회로의 데이터 시트 데이터에 따르면 타이밍 커패시터는 최대 0.26mA의 전류로 방전됩니다. 즉, 저항을 통해 3차 출력에 외부 전압이 인가될 때 최소 1.25V의 스위칭 전압을 얻으려면 저항을 통과하는 전류가 최소 0.26mA가 되어야 합니다. 결과적으로 외부 저항을 계산하기 위한 두 가지 주요 수치가 있습니다.

예를 들어, 안정기의 공급 전압이 12 ... 15V인 경우 안정기는 최소값인 12V에서 안정적으로 꺼야 합니다.

결과적으로 다음 식에서 추가 저항의 저항을 찾습니다.

R = (Up-Uvd1-1.25V) /0.26mA = (12V-0.7V-1.25V) /0.26mA = 39KΩ.

미세 회로를 안정적으로 끄기 위해 저항 저항은 계산 된 값보다 작게 선택됩니다. 그림 12의 회로 조각에서 저항의 저항은 27KΩ입니다. 이 저항으로 턴오프 전압은 약 9V입니다. 이것은 12V의 안정기의 전압 공급으로 이 회로를 사용하여 안정기의 안정적인 종료를 기대할 수 있음을 의미합니다.

마이크로 컨트롤러에서 안정기를 제어할 때 저항 R은 5V의 전압에 대해 다시 계산되어야 합니다.

미세 회로의 세 번째 입력에서의 입력 저항은 상당히 크며 외부 요소의 연결은 톱니 전압의 형성에 영향을 줄 수 있습니다. 다이오드 VD1은 제어 회로를 미세 회로에서 분리하여 이전 노이즈 내성을 유지하는 역할을 합니다.

안정기는 저항 R의 왼쪽 단자에 정전압을 적용하거나(그림 12), 저항 R과 다이오드 VD1의 연결 지점을 케이스에 단락시켜 제어할 수 있습니다(정전압이 켜진 상태에서 저항 R의 왼쪽 단자).

제너 다이오드 VD2는 고전압으로부터 미세 회로의 입력을 보호하도록 설계되었습니다. 낮은 공급 전압에서는 필요하지 않습니다.

부하 전류 조절

미세 회로의 전류 비교기의 기준 전압은 저항 R1과 R3 양단의 전압의 합과 같기 때문에 저항 R3의 바이어스 전류를 변경하면 부하 전류를 조정할 수 있습니다(그림 11).

조절에는 가변 저항과 정전압의 두 가지 옵션이 있습니다.

그림 13은 제어 회로의 모든 요소를 ​​계산할 수 있는 설계 비율과 필요한 변경 사항이 있는 그림 11의 일부를 보여줍니다.

그림 13

가변 저항으로 부하 전류를 조정하려면 고정 저항 R2를 저항 R2' 어셈블리로 교체해야 합니다. 이 경우 가변 저항의 저항이 변경되면 저항 R2'의 총 저항은 27 ... 37Kohm 내에서 변경되고 트랜지스터 VT1(및 저항 R3)의 드레인 전류는 1.3V/27 내에서 변경됩니다. ... 37Kohm = 0.048 ... 0.035mA. 이 경우 저항 R3의 바이어스 전압은 0.048 ... 0.035mA * 10KΩ = 0.48 ... 0.35V 내에서 변합니다. 마이크로 회로 전류 비교기가 작동하려면 0.45-0.48… 0.35V = 0… 0.1V의 전압이 전류 센서 저항 R1에 있어야 합니다(그림 11). 저항 R1 = 0.1 Ohm일 때 부하 전류가 0 ... 0.1V / 0.1 Ohm = 0 ... 1A 범위 내에서 흐를 때 이러한 전압은 전압을 가로질러 떨어집니다.

즉, 27 ... 37KΩ 범위 내에서 가변 저항 R2'의 저항을 변경하여 0 ... 1A 범위 내에서 부하 전류를 조절할 수 있습니다.

일정한 전압으로 부하 전류를 조정하려면 트랜지스터 VT1의 게이트에 전압 분배기 Rd1Rd2를 넣어야 합니다. 이 분배기를 사용하여 VT1에 필요한 모든 제어 전압을 일치시킬 수 있습니다.

그림 13은 계산에 필요한 모든 공식을 보여줍니다.

예를 들어 0 ... 5V 범위 내에서 가변될 수 있는 일정한 전압을 사용하여 0 ... 1A 범위 내에서 부하 전류를 조정해야 합니다.

그림 11의 전류 안정기 회로를 사용하기 위해 전압 분배기 Rd1Rd2를 트랜지스터 VT1의 게이트 회로에 넣고 저항 값을 계산합니다.

처음에 회로는 저항 R2의 전류와 전계 효과 트랜지스터 VT1의 임계 전압에 의해 설정되는 1A의 부하 전류에 대해 설계되었습니다. 부하 전류를 0으로 줄이려면 이전 예와 같이 저항 R2의 전류를 0.034mA에서 0.045mA로 높여야 합니다. 저항 R2(39KΩ)의 저항이 일정할 때 양단의 전압은 0.045… 0.034mA * 39KΩ = 1.755… 1.3V 내에서 변해야 합니다. 게이트 전압이 0이고 트랜지스터 VT2의 임계 전압이 1.3V일 때 저항 R2 양단에 1.3V의 전압이 설정됩니다. R2의 전압을 1.755V로 높이려면 1.755V-1.3V = 0.455V의 일정한 전압을 VT1 게이트에 인가해야 합니다. 문제의 조건에 따라 이러한 게이트의 전압은 + 5V의 제어 전압에 있어야 합니다. 저항 Rd2의 저항을 100KΩ으로 설정하면(제어 전류를 최소화하기 위해) Uу = Ug * (1 + Rd2 / Rd1) 비율에서 저항 Rd1의 저항을 찾습니다.

Rd1 = Rd2 / (Uy / Ug-1) = 100KΩ / (5V / 0.455V-1) = 10KΩ.

즉, 제어 전압이 0에서 + 5V로 변경되면 부하 전류가 1A에서 0으로 감소합니다.

온-오프 및 전류 조정 기능이 있는 1A 전류 조정기의 전체 개략도가 그림 14에 나와 있습니다. 새로운 요소의 번호 매기기는 그림 11의 구성표에 따라 시작된 것부터 계속됩니다.

그림 14

그림 14의 일부로 회로는 테스트되지 않았습니다. 그러나 그림 11에 따른 계획은 그것을 기반으로 완전히 확인되었습니다.

다이어그램에 표시된 온-오프 방식은 프로토타이핑을 통해 테스트되었습니다. 현재까지의 규제 방법은 시뮬레이션에 의해서만 검증되었습니다. 그러나 조정 방법은 실제로 테스트된 전류 안정기를 기반으로 생성되기 때문에 조립 중에 적용된 전계 효과 트랜지스터 VT1의 매개변수에 대한 저항 값만 다시 계산하면 됩니다.

위의 다이어그램에서 가변 저항 Rp와 0 ... 5V의 정전압을 사용하여 부하 전류를 조정하는 두 가지 옵션이 모두 사용됩니다. 가변 저항을 사용한 조정은 그림 12와 약간 다르게 선택되어 두 옵션을 동시에 적용할 수 있습니다.

두 조정 모두 종속적입니다. 한 가지 방법으로 설정된 현재 값이 다른 방법의 최대값입니다. 가변 저항 Rp가 0.5A의 부하 전류로 설정되면 전압을 조정하여 전류를 0에서 0.5A로 변경할 수 있습니다. 그리고 그 반대의 경우도 마찬가지입니다. 가변 저항에 의해 일정한 전압으로 설정된 전류 0.5A도 0에서 0.5A로 변경됩니다.

가변 저항으로 부하 전류를 조정하는 의존성은 기하급수적이므로 선형 조정을 얻으려면 회전 각도에 대한 저항의 대수 의존성을 갖는 가변 저항을 선택하는 것이 좋습니다.

저항 Rp가 증가함에 따라 부하 전류도 증가합니다.

정전압에 대한 부하 전류 조정의 의존성은 선형입니다.

스위치 SB1은 안정기를 켜거나 끕니다. 접점이 열리면 안정기가 꺼지고 접점이 닫히면 켜집니다.

완전한 전자 제어로 안정기는 미세 회로의 3번째 핀에 직접 정전압을 공급하거나 추가 트랜지스터를 사용하여 끌 수 있습니다. 필요한 제어 논리에 따라 다릅니다.

커패시터 C4는 안정기의 부드러운 시작을 제공합니다. 커패시터가 충전될 때까지 전원이 공급되면 전계 효과 트랜지스터 VT1(및 저항 R3)의 전류는 저항 R2에 의해 제한되지 않으며 전류 소스 모드에서 켜진 전계 효과 트랜지스터의 최대값과 같습니다. (단위는 수십 mA). 저항 R3의 전압은 미세 회로의 전류 입력에 대한 임계 값을 초과하므로 미세 회로의 주요 트랜지스터가 닫힙니다. R3을 통한 전류는 저항 R2에 의해 설정된 값에 도달할 때까지 점진적으로 감소합니다. 이 값에 접근하면 저항 R3 양단의 전압이 감소하고 전류 보호 입력의 전압은 전류 센서 저항 R1 양단의 전압 및 그에 따른 부하 전류에 점점 더 의존합니다. 결과적으로 부하 전류는 0에서 미리 결정된 값(가변 저항 또는 일정한 제어 전압)으로 증가하기 시작합니다.

인쇄 회로 기판.

다음은 다양한 미세 회로 케이스(DIP-8 또는 SO-8) 및 다른 초크(표준, 스프레이 아이언 링에 공장에서 또는 집에서 만든 것). 보드는 Sprint-Layout 5th 버전으로 그려집니다.

모든 옵션은 요소의 계산된 전력에 따라 0603에서 1206까지의 표준 크기의 SMD 요소를 설치하도록 설계되었습니다. 보드에는 모든 회로 요소에 대한 슬롯이 있습니다. 보드를 납땜 해제할 때 일부 요소를 생략할 수 있습니다(이는 위에서 이미 설명했습니다). 예를 들어, 주파수 설정 CT 및 출력 Co 커패시터의 설치를 완전히 포기했습니다(그림 2). 주파수 설정 커패시터가 없으면 안정기는 더 높은 주파수에서 작동하고 출력 커패시터는 높은 부하 전류(최대 1A) 및(또는) 초크의 작은 인덕턴스에서만 필요합니다. 때로는 주파수 설정 커패시터를 설치하여 작동 주파수를 줄이고 그에 따라 높은 부하 전류에서 동적 전력 손실을 줄이는 것이 좋습니다.

인쇄 회로 기판은 특별한 기능이 없으며 단면 및 양면 포일 PCB에서 모두 만들 수 있습니다. 양면 PCB를 사용할 때 두 번째 면은 식각되지 않고 추가 방열판 및(또는) 공통 배선 역할을 합니다.

금속화를 사용할 때 후면보드를 방열판으로 사용하려면 미세 회로의 8번째 핀 근처에 관통 구멍을 뚫고 두꺼운 구리선으로 만든 짧은 점퍼로 양면을 납땜해야 합니다. DIP 패키지에 미세 회로를 사용하는 경우 8번째 핀에 대해 구멍을 뚫어야 하며 납땜할 때 이 핀을 점퍼로 사용하여 보드 양쪽의 핀을 납땜 해제합니다.

점퍼 대신에 직경 1.8mm(단면적 2.5mm2의 케이블으로 만든 코어)의 구리선으로 만든 리벳을 설치하면 좋은 결과를 얻을 수 있습니다. 리벳은 보드를 에칭 한 직후에 배치됩니다. 리벳 와이어의 직경과 동일한 직경의 구멍을 뚫고 와이어 조각을 단단히 삽입하고 구멍에서 1mm 이하로 돌출되도록 줄여야합니다. 그리고 작은 망치로 모루의 양쪽에 잘 고정하십시오. 장착 측면에서 리벳은 돌출된 리벳 머리가 부품의 납땜 제거를 방해하지 않도록 보드와 같은 높이를 유지해야 합니다.

미세 회로의 8번째 핀에서 정확하게 방열판을 만드는 것이 이상하게 보일 수도 있지만, 결함이 있는 미세 회로의 경우에 대한 충돌 테스트에서 전체 전원 섹션이 8번째 핀까지 단단한 콘센트가 있는 넓은 구리판에 위치하는 것으로 나타났습니다. 케이스의 핀. 초소형 회로의 핀 1과 2는 스트립 형태로 만들어졌지만 방열판으로 사용하기에는 너무 얇습니다. 케이스의 다른 모든 핀은 가는 와이어 점퍼로 미세 회로의 칩에 연결됩니다. 흥미롭게도 모든 미세 회로가 이런 방식으로 만들어지는 것은 아닙니다. 테스트 된 몇 가지 더 많은 경우에 크리스탈이 중앙에 위치하고 미세 회로의 스트립 핀이 모두 동일한 것으로 나타났습니다. 납땜 해제 - 와이어 점퍼. 따라서 확인하려면 미세 회로의 몇 가지 경우를 더 "분해"해야합니다 ...

방열판은 보드를 넘지 않는 치수의 0.5-1mm 두께의 구리(강철, 알루미늄) 직사각형 판으로도 만들 수 있습니다. DIP 패키지를 사용할 때 플레이트 면적은 초크 높이에 의해서만 제한됩니다. 플레이트와 마이크로 회로 케이스 사이에 약간의 써멀 페이스트를 넣어야 합니다. SO-8 패키지를 사용하면 일부 장착 세부 사항(커패시터 및 다이오드)이 때때로 플레이트의 밀착을 방해할 수 있습니다. 이 경우 열 페이스트 대신 적절한 두께의 Nomakon-ovsky 고무 개스킷을 넣는 것이 좋습니다. 와이어 점퍼를 사용하여 미세 회로의 8번째 핀을 이 플레이트에 납땜하는 것이 좋습니다.

냉각판이 있는 경우 큰 사이즈미세 회로의 8 번째 핀에 대한 직접 액세스를 닫은 다음 8 번째 핀 반대쪽 판에 구멍을 미리 뚫고 먼저 핀 자체에 수직으로 와이어 조각을 납땜해야합니다. 그런 다음 와이어를 플레이트의 구멍에 통과시키고 마이크로 회로 케이스에 대고 눌러 함께 납땜하십시오.

이제 알루미늄 브레이징에 좋은 플럭스를 사용할 수 있으므로 방열판을 만드는 것이 좋습니다. 이 경우 방열판은 표면적이 가장 큰 프로파일을 따라 구부러질 수 있습니다.

최대 1.5A의 부하 전류를 얻으려면 방열판을 기판 뒷면의 솔리드 다각형 형태와 마이크로 회로 케이스에 눌려진 금속판 형태로 양쪽에서 수행해야 합니다. 이 경우 마이크로 회로의 8 번째 핀 납땜은 뒷면의 다각형과 케이스에 눌린 판 모두에 필수입니다. 기판 뒷면 방열판의 열관성을 높이려면 폴리곤에 납땜한 판 형태로 만드는 것도 좋다. 이 경우 기판의 양면을 미리 연결한 미세회로의 8번 핀에 있는 리벳에 방열판을 올려놓는 것이 편리하다. 리벳과 플레이트를 납땜하고 보드 둘레의 여러 곳을 납땜하여 잡습니다.

그런데 기판 뒷면에 플레이트를 사용하는 경우 기판 자체를 단면 포일 클래드 PCB로 만들 수 있습니다.

항목 지정자의 PCB의 비문은 폴리곤의 비문을 제외하고 일반적인 방식(인쇄된 트랙과 같은)으로 만들어집니다. 후자는 흰색의 서비스 레이어 "F"에서 만들어집니다. 이 경우 이러한 비문은 에칭에 의해 얻어진다.

전원 및 LED 와이어는 비문에 따라 보드의 반대쪽 끝에서 납땜됩니다. "+" 및 "-" - 전원 공급 장치의 경우, "A" 및 "K" - LED의 경우.

케이스가 없는 상태로 보드를 사용할 경우(확인 및 조정 후) 적절한 길이와 직경의 열수축 튜브 조각에 끼우고 헤어드라이어로 따뜻하게 하는 것이 편리합니다. 아직 냉각되지 않은 열 수축의 끝은 결론에 더 가까운 펜치로 압착해야합니다. 열 수축에 압착되어 서로 접착되어 거의 밀봉되고 충분히 내구성이 있는 본체를 형성합니다. 주름진 가장자리가 너무 단단히 붙어서 분리하려고 할 때 열 수축이 끊어집니다. 동시에 수리 및 유지 보수가 필요한 경우 드라이어로 재가열하면 주름의 흔적도 남기지 않고 주름진 부분이 스스로 튀어 나옵니다. 약간의 기술을 사용하면 핀셋으로 여전히 뜨거운 열 수축을 늘리고 보드에서 조심스럽게 보드를 제거할 수 있습니다. 결과적으로 열 수축은 보드를 다시 포장하는 데 적합합니다.

보드를 완전히 밀봉해야 하는 경우 열 수축을 압착한 후 끝단을 열전대로 채울 수 있습니다. "케이스"를 강화하기 위해 보드에 두 개의 열 수축 레이어를 넣을 수 있습니다. 하나의 레이어가 충분히 강력하지만.

안정제 계산 프로그램

회로 요소의 계산 및 평가를 가속화하기 위해 Excel 프로그램에서 수식이 있는 표를 그렸습니다. 편의를 위해 일부 계산은 VBA 코드에서 지원됩니다. 이 프로그램은 Windows XP에서만 테스트되었습니다.

파일이 시작되면 프로그램에 매크로가 있다는 경고 창이 나타날 수 있습니다. 매크로를 비활성화하지 않음 명령을 선택합니다. 그렇지 않으면 프로그램이 시작되고 테이블의 셀에 작성된 공식에 따라 다시 계산되지만 일부 기능은 비활성화됩니다(입력의 정확성, 최적화 가능성 등 확인).

프로그램을 시작하면 "모든 입력 데이터를 기본값으로 복원하시겠습니까?"라는 메시지가 나타나는 창이 나타납니다. 여기서 "예" 또는 "아니오"를 클릭해야 합니다. 예를 선택하면 계산을 위한 모든 입력 데이터가 예를 들어 기본적으로 설정됩니다. 계산을 위한 모든 공식도 업데이트됩니다. "아니오"를 선택하면 입력 데이터는 이전 세션에서 저장한 값을 사용합니다.

기본적으로 '아니오' 버튼을 선택해야 하지만 이전 계산 결과를 저장하지 않으려면 '예'를 선택하면 됩니다. 때때로 잘못된 입력 데이터를 너무 많이 입력하거나 일종의 오작동이 발생하거나 실수로 수식이 있는 셀의 내용을 삭제하는 경우 프로그램을 종료하고 다시 시작하여 "예"라는 질문에 답하는 것이 더 쉽습니다. 실수를 찾아 수정하고 잃어버린 공식을 다시 작성하는 것보다 쉽습니다.

이 프로그램은 세 개의 개별 테이블이 있는 Excel 통합 문서의 일반 시트입니다( 입력 데이터 , 산출 , 계산 결과 ) 및 안정기 회로.

처음 두 테이블에는 입력 또는 계산된 매개변수의 이름, 짧은 기호(명확성을 위해 공식에서도 사용됨), 매개변수 값 및 측정 단위가 포함되어 있습니다. 세 번째 표에서는 다이어그램에서 바로 요소의 목적을 볼 수 있으므로 이름이 불필요한 것으로 생략되었습니다. 계산된 매개변수의 값은 노란색으로 표시되며 이러한 셀에는 수식이 포함되어 있으므로 독립적으로 변경할 수 없습니다.

테이블에서 " 입력 데이터 »초기 데이터가 입력됩니다. 일부 매개변수는 메모에 설명되어 있습니다. 입력 데이터가 있는 모든 셀은 모두 계산에 참여하므로 채워야 합니다. 예외는 "부하 전류의 리플(Inp)" 매개변수가 있는 셀입니다. 비어 있을 수 있습니다. 이 경우 초크의 인덕턴스는 부하 전류의 최소값을 기준으로 계산됩니다. 이 셀에 부하 리플 전류 값이 설정되어 있으면 지정된 리플 값을 기반으로 초크의 인덕턴스가 계산됩니다.

다른 미세 회로 제조업체의 경우 기준 전압 값 또는 전류 소비와 같은 일부 매개 변수가 다를 수 있습니다. 보다 안정적인 계산 결과를 얻으려면 보다 정확한 데이터를 지정해야 합니다. 이렇게 하려면 다양한 매개변수의 주요 목록이 포함된 파일의 두 번째 시트("Microcircuits")를 사용할 수 있습니다. 마이크로 회로의 제조업체를 알면 더 정확한 데이터를 찾을 수 있습니다.

"라는 표에서 산출 »관심 있는 중간 계산 결과를 찾습니다. 계산이 수행되는 공식은 계산된 값이 있는 셀을 강조 표시하여 볼 수 있습니다. "최대 채우기 비율(dmax)" 매개변수가 있는 셀은 녹색과 빨간색의 두 가지 색상 중 하나로 강조 표시될 수 있습니다. 매개변수가 유효하면 셀이 녹색으로 강조 표시되고 최대 허용 값을 초과하면 빨간색으로 강조 표시됩니다. 셀 노트에서 수정을 위해 변경해야 하는 입력을 읽을 수 있습니다.

이 초소형 회로를 더 자세히 설명하는 문서 AN920-D에서 MC34063 초소형 회로의 듀티 사이클의 최대값은 0.857을 초과할 수 없습니다. 그렇지 않으면 규정 제한이 지정된 것과 일치하지 않을 수 있습니다. 계산에서 얻은 매개 변수의 정확성에 대한 기준으로 사용되는 것은이 값입니다. 사실, 연습에 따르면 채우기 비율의 실제 값은 0.9보다 클 수 있습니다. 분명히 이 불일치는 "비표준" 포함으로 인한 것입니다.

계산 결과는 세 번째 표에 요약된 회로의 수동 요소 값입니다. " 계산 결과 " ... 얻은 값은 안정기 회로를 조립할 때 사용할 수 있습니다.

예를 들어 얻은 저항 저항, 커패시터의 커패시턴스 또는 인덕터의 인덕턴스가 표준 값과 일치하지 않는 경우와 같이 얻은 값을 직접 조정하는 것이 유용합니다. 어떤 영향을 미치는지 보는 것도 흥미롭다. 일반적 특성일부 요소의 명칭을 변경하기 위한 계획. 프로그램은 그러한 기회를 구현합니다.

테이블 오른쪽에 " 계산 결과 " 각 매개변수 옆에 사각형이 있습니다. 선택한 사각형에서 마우스 왼쪽 버튼을 클릭하면 선택이 필요한 매개변수를 표시하는 "새"가 그 안에 나타납니다. 이 경우 값이 있는 필드에서 노란색 강조 표시가 제거되므로 이 매개변수의 값을 독립적으로 선택할 수 있습니다. 그리고 테이블에서 " 입력 데이터" 동시에 변경되는 매개변수는 빨간색으로 강조 표시됩니다. 즉, 역 재 계산이 수행됩니다. 수식은 입력 데이터 테이블의 셀에 작성되고 계산 매개 변수는 " 계산 결과 " .

예를 들어, 테이블에서 초크의 인덕턴스 앞에 "버디"를 놓는 것 " 계산 결과 " , 테이블의 "최소 부하 전류" 매개변수가 " 입력 데이터 ».

인덕턴스가 변경되면 표의 일부 매개 변수 " 산출 ", 예를 들어" 최대 초크 및 스위치 전류(I_Lmax) ". 따라서 미세 회로의 주요 트랜지스터의 최대 전류를 초과하지 않고 최소 부하 전류 값을 "희생"하지 않고 표준 범위 및 치수에서 최소 인덕턴스를 갖는 초크를 선택할 수 있습니다. 동시에 부하 전류의 리플 증가를 보상하기 위해 출력 커패시터(Co)의 커패시턴스 값도 함께 증가함을 알 수 있다.

인덕턴스를 선택하고 다른 종속 매개변수가 위험한 한계를 초과하지 않는지 확인한 후 인덕턴스 매개변수 반대편의 "버디"를 제거하여 초크의 인덕턴스에 영향을 미치는 다른 매개변수를 변경하기 전에 얻은 결과를 확보합니다. 또한 "표"에서 계산 결과 " 수식이 복원되고 테이블 " 입력 데이터" 반대로 제거됩니다.

같은 방법으로 테이블의 다른 매개변수를 선택할 수 있습니다. " 계산 결과 " ... 그러나 거의 모든 수식의 매개 변수가 교차하므로이 표의 모든 매개 변수를 한 번에 변경하려는 경우 상호 참조에 대한 메시지와 함께 오류 창이 나타날 수 있습니다.

pdf 형식의 기사를 다운로드하십시오.

우리 중 대부분은 화면 왼쪽 상단 모서리에 있는 "배터리" 기호가 가장 부적절한 순간에 나타나고 장치가 노골적으로 "거짓말"을 시작할 때 9볼트 멀티미터에 전원을 공급하는 문제에 직면했을 것입니다. 그래서 "크라운"을 교체하는 데 지쳤고 이전에는 항상 판매되지는 않았지만 고정 전원 공급 장치에서 멀티 미터에 전원을 공급하기 시작했고 한 번은 멀티 미터를 선조에게 보내 실수로 27 볼트를 공급했습니다. 그때부터 "대체 에너지원"에 대해 생각하기 시작했습니다. 시행착오를 거쳐 회로를 찾았습니다. "radiomaster.com.ua" 포럼인 Sergey Gureev에서 친구가 제안하여 그를 존경하고 "존중합니다".

이 기사에서는 상당히 일반적인 MC34063A IC에서 멀티미터에 전원을 공급하기 위한 전압 변환기 회로를 라디오 아마추어에게 알려드립니다. 나는 마이크로 회로의 "데이터 시트"에서 회로를 가져 왔습니다. 마이크로 회로는 전압을 높이고 전압을 낮추기 위해 작동합니다. 3~40볼트의 입력 전압. 최대 1.5A의 출력 전류. 일명 계산기도 있다

무선 요소 "스트래핑"의 공칭 값과 대상에서 포함 유형을 계산합니다. 이 변환기는 동일한 작업을 수행하는 다른 장치와 유리하게 비교됩니다. 220볼트 네트워크와 상호 작용하지 않으므로 사용자의 부상 위험이 배제됩니다. 전기 충격... 명백한 단순성이 있습니다. 이 계획에는 9개의 세부 사항만 있습니다. 변환 주파수가 외부 요소에 의해 설정되는 내부 발전기의 존재는 장치 출력에서 ​​안정적인 전압을 보장합니다. 위의 매개 변수, 미세 회로의 상대적인 저렴함, 포함 용이성 및 최소한의 세부 사항으로 인해 반복에 매력적입니다. 비교를 위해 도네츠크의 크로나 배터리 가격은 약 2달러, MC34063A IC 가격은 0.5달러다. 이것은 "크라운"을 주기적으로 변경한다는 사실에도 불구하고 일반적으로 저렴하지 않습니다.

구조적으로 변환기는 표면 실장용으로 설계되었지만 미식가는 SMD 형식의 인쇄 회로 기판 형태로 수행할 수 있습니다. DIP8 케이스에 초소형 회로를 사용했습니다. 소켓이 있고 주변에 나머지 요소를 장착하는 것이 편리합니다. 리튬 전지로부터 입력 전원을 취한다 휴대전화... 멀티미터 케이스 끝에 연결용 커넥터가 있습니다. 충전기, 내 경우에는 동일한 휴대전화에서. 회로에는 구성이 필요하지 않습니다. 전원이 켜지면 모든 것이 즉시 작동합니다. 변환기는 전원 버튼에서 나머지 회로로 이어지는 트랙의 브레이크에 연결해야 합니다.

DT-9502 멀티 미터가 완성되고 있었고 전원 공급 장치는 버튼으로 구성되어 있습니다. 전류 소비는 20mA이고 "200μF"-60mA 한계에서 커패시턴스 측정 모드입니다. 이 클래스의 멀티 미터에는 작동 시간에 따른 종료 타이머가 있으므로 3.8-4.2V의 전원 공급 장치를 사용하면 작동 시간이 절반으로 줄어 듭니다. 이를 방지하려면 트랙 측면에서 타이머 커패시터와 병렬로 100μF 커패시터를 납땜해야 합니다. 화면의 측면 조명을 통합할 수도 있습니다. 한 번 이상 도움이 된 매우 편리한 기능입니다. 그러나 이것은 완전히 다른 주제입니다.

안부, 탱고.

초소형 회로는 최대 내부 전류가 1.5A인 벅, 부스트 및 반전 컨버터를 구현할 수 있는 범용 펄스 컨버터입니다.

아래는 출력 전압이 5V이고 전류가 500mA인 벅 컨버터 다이어그램입니다.

MC34063A 컨버터 회로

부품 세트

칩: MC34063A
전해 콘덴서: C2 = 1000mF / 10V; C3 = 100mF / 25V
금속 필름 커패시터: C1 = 431pF; C4 = 0.1mF
저항기: R1 = 0.3옴; R2 = 1k; R3 = 3k
다이오드: D1 = 1N5819
초크: L1 = 220uH

C1은 변환기의 주파수 설정 커패시터의 커패시턴스입니다.
R1은 전류가 초과되면 미세 회로를 끄는 저항입니다.
C2는 필터 커패시터입니다. 많을수록 리플이 적어 LOW ESR형이어야 합니다.
R1, R2 - 출력 전압을 설정하는 전압 분배기.
D1 - 다이오드는 출력의 최소 2배의 허용 역전압을 갖는 초고속 또는 쇼트키 다이오드여야 합니다.
미세 회로의 공급 전압은 9-15V이며 입력 전류는 1.5A를 초과해서는 안됩니다.

MC34063A PCB

두 가지 PCB 옵션

여기에서 만능 계산기를 다운로드할 수 있습니다.

이 작품은 약 3명의 영웅이 될 것입니다. 왜 bogatyrs?))) 고대부터 bogatyrs는 조국의 수호자입니다. "tyr", 즉 그들은 저장하고 지금과 같지 않은 사람들-부를 "훔친" .. 우리의 드라이브는 펄스 변환기, 3가지 유형(단계 -다운, 승압, 인버터). 또한 세 가지 모두 하나의 MC34063 마이크로 회로와 인덕턴스가 150μH인 한 가지 유형의 DO5022 코일에 있습니다. 이들은 핀 다이오드를 기반으로 하는 마이크로파 신호 스위치의 일부로 사용되며, 회로와 기판은 이 기사의 끝 부분에 나와 있습니다.

MC34063 마이크로 회로의 벅 컨버터(스텝다운, 벅) DC-DC 계산

계산은 ON Semiconductor의 표준 "AN920/D" 방법에 따라 수행됩니다. 변환기의 전기 개략도는 그림 1에 나와 있습니다. 회로 요소의 수는 최신 버전의 회로에 해당합니다("Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH" 파일).

그림 1. 강압 드라이버의 전기 개략도.

칩 핀:

결론 1 - SWC(스위치 컬렉터) - 출력 트랜지스터 컬렉터

결론 2 - SWE(스위치 이미 터) - 출력 트랜지스터의 이미 터

결론 3 - TC(타이밍 커패시터) - 타이밍 커패시터를 연결하기 위한 입력

결론 4 - 접지- 접지(강압 DC-DC의 공통선에 연결됨)

결론 5 - CII(FB) (비교기 반전 입력) - 비교기 반전 입력

결론 6 - V참조- 영양

결론 7 - Ipk- 최대 전류 제한 회로의 입력

결론 8 - 콩고민주공화국(드라이버 컬렉터) - 출력 트랜지스터 드라이버의 컬렉터(마이크로 회로 내부의 바이폴라 Darlington 트랜지스터는 출력 트랜지스터의 드라이버로도 사용됨).

집단:

패 3- 스로틀. 개방형 초크(페라이트로 완전히 둘러싸여 있지 않음) - Coilkraft의 DO5022T 시리즈 또는 Bourns의 RLB를 사용하는 것이 좋습니다. 이러한 초크는 일반적인 CDRH Sumida 폐쇄형 초크보다 높은 전류에서 포화되기 때문입니다. 계산된 값보다 인덕턴스가 큰 초크를 사용하는 것이 좋습니다.

에스 11- 시간 설정 커패시터, 변환 주파수를 결정합니다. 34063 마이크로 회로의 최대 변환 주파수는 약 100kHz입니다.

R 24, R 21- 비교기 회로용 전압 분배기. 내부 레귤레이터에서 비교기의 비반전 입력으로 1.25V의 전압이 공급되고 전압 분배기에서 반전 입력으로 공급됩니다. 분배기의 전압이 내부 레귤레이터의 전압과 같아지면 비교기가 출력 트랜지스터를 전환합니다.

C 2, C 5, C 8 및 C 17, C 18- 각각 출력 및 입력 필터. 출력 필터의 용량은 출력 전압의 리플 양을 결정합니다. 계산 과정에서 주어진 리플 값에 매우 큰 커패시턴스가 필요한 것으로 밝혀지면 큰 리플을 계산한 다음 추가 LC 필터를 사용할 수 있습니다. 입력 커패시턴스는 일반적으로 100 ... 470 마이크로 패럿 (TI 권장 사항은 470 마이크로 패럿 이상)에서 가져오고 출력 커패시턴스는 100 ... 470 마이크로 패럿 (220 마이크로 패럿에서 가져옴)에서 가져옵니다.

R 11-12-13 (R sc)- 전류 감지 저항. 전류 제한 회로에 필요합니다. MC34063의 경우 출력 트랜지스터의 최대 전류 = 1.5A, AP34063의 경우 = 1.6A. 피크 스위칭 전류가 이 값을 초과하면 미세 회로가 소손될 수 있습니다. 피크 전류가 최대값에 근접하지 않는 것이 확실하다면 이 저항을 생략할 수 있습니다. 계산은 (내부 트랜지스터의) 피크 전류에 대해 정확하게 수행됩니다. 외부 트랜지스터를 사용할 때 피크 전류가 이를 통해 흐르고 더 작은(구동) 전류가 내부 트랜지스터를 통해 흐릅니다.

VT 4 – 계산된 피크 전류가 1.5A를 초과하면 외부 바이폴라 트랜지스터가 회로에 삽입됩니다(큰 출력 전류 사용). 그렇지 않으면 미세 회로의 과열로 인해 고장이 발생할 수 있습니다. 작동 모드(트랜지스터 베이스 전류) NS 26 , NS 28 .

VD 2 - 2U 이상의 전압(순방향 및 역방향)용 쇼트키 다이오드 또는 초고속 다이오드 출력

계산 절차:

• 정격 입력 및 출력 전압 선택: V 인, V 아웃최대

출력 전류 나는 밖으로.

우리 계획에서 V 입력 = 24V, V 출력 = 5V, I 출력 = 500mA(최대 750mA)

• 최소 입력 전압 선택 V in(분)최소 작동 주파수 f 분선택한 V 인그리고 나는 밖으로.

우리 계획에서 V in(최소) = 20V(TK에 따름),선택하다 f 최소 = 50kHz

3) 값 계산 (t on + t off) 최대공식에 따라 (t on + t off) 최대 = 1 / f 최소, t 켜기(최대)- 출력 트랜지스터가 열린 최대 시간, 꺼짐(최대)- 출력 트랜지스터가 꺼진 최대 시간.

(t on + t off) 최대 = 1 / f 최소 = 1/50kHz=0.02 MS=20 μS

비율 계산 켜짐 / 꺼짐공식에 따라 t on / t off = (V out + V F) / (V in(min) -V sat -V out), 어디 V F- 다이오드 양단의 전압 강하(순방향 - 순방향 전압 강하), V 토주어진 전류에서 완전히 열린(포화) 출력 트랜지스터의 전압 강하입니다. V 토문서에 제공된 그래프 또는 표에 의해 결정됩니다. 더 많다는 공식을 보면 알 수 있다. V 인, V 아웃서로 다를수록 최종 결과에 미치는 영향이 적습니다. V F그리고 V 토.

(t on / t off) max = (V out + V F) / (V in (min) -V sat -V out) = (5 + 0.8) / (20-0.8-5) = 5.8 / 14.2 = 0.408

4) 알기 켜짐 / 꺼짐그리고 (t on + t off) 최대연립방정식을 풀고 t 켜기(최대).

t off = (t on + t off) 최대 / ((t on / t off) 최대 +1) = 20μS/(0.408+1)=14.2 μS

에 (최대) =20- 꺼져= 20-14.2μS = 5.8μS

5) 타이밍 캐패시터의 용량 구하기 C 11 (CT) 공식에 따르면:

C 11 = 4.5 * 10 -5 * t on(최대).

씨 11 = 4.5*10 -5 * 에 (최대) = 4.5 * 10 - 5 * 5.8 μS = 261PF(이것은 최소값입니다), 680pF를 취하십시오

용량이 작을수록 주파수가 높아집니다. 커패시턴스 680pF는 14KHz의 주파수에 해당합니다.

6) 출력 트랜지스터를 통한 피크 전류를 찾습니다. I PK(스위치) = 2 * I 아웃... 출력 트랜지스터의 최대 전류 (1.5 ... 1.6 A)보다 큰 것으로 판명되면 이러한 매개 변수를 가진 변환기는 불가능합니다. 더 낮은 출력 전류에 대한 회로를 다시 계산해야 합니다( 나는 밖으로) 또는 외부 트랜지스터가 있는 회로를 사용하십시오.

I PK(스위치) = 2 * I out = 2 * 0.5 = 1NS(최대 출력 전류 750mA의 경우 I PK(스위치) = 1.4A)

7) 계산 R sc공식에 따르면: R sc = 0.3 / I PK(스위치).

R sc = 0.3 / I PK(스위치) = 0.3 / 1 = 0.3 Ohm, 3개의 저항을 병렬로 연결( R 11-12-13) 1옴

8) 출력 필터 커패시터의 최소 커패시턴스를 계산합니다. С 17 = I PK(스위치) * (t on + t off) 최대 / 8V 리플(p-p), 어디 V 리플(p-p)- 출력 전압 리플의 최대값. 최대 용량은 계산된 값에 가장 가까운 표준 값에서 가져옵니다.

C 17 =나는 PK (스위치) *(에+ 꺼져) 최대/8 V 리플 (NS — NS) = 1 * 14.2μS / 8 * 50mV = 50μF, 우리는 220μF를 취합니다

9) 초크의 최소 인덕턴스를 계산합니다.

엘 1(분) = 에 (최대) *(V 인 (분) — V 토— V 아웃)/ 나는 PK (스위치) ... C 17과 L 1이 너무 크면 변환 빈도를 높이고 계산을 반복해 볼 수 있습니다. 변환 주파수가 높을수록 출력 커패시터의 최소 용량과 초크의 최소 인덕턴스가 낮아집니다.

L 1(최소) = t on(최대) * (V in(min) -V sat -V out) / I PK(스위치) = 5.8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 μH

이것은 최소 인덕턴스입니다. MC34063 초소형 회로의 경우 계산된 값보다 의도적으로 더 높은 인덕턴스 값으로 초크를 선택해야 합니다. CoilKraft DO5022에서 L = 150μH를 선택합니다.

10) 분배기의 저항은 비율에서 계산됩니다. V 출력 = 1.25 * (1 + R 24 / R 21)... 이 저항은 최소 30옴이어야 합니다.

V out = 5V의 경우 R 24 = 3.6K를 취한 다음NS 21 = 1.2K

온라인 계산 http://uiut.org/master/mc34063/은 계산된 값의 정확성을 보여줍니다(Сt = С11 제외):

계산된 값의 정확성을 보여주는 또 다른 온라인 계산 http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm도 있습니다.

12) 7절의 계산 조건에 따르면 1A의 피크 전류(최대 1.4A)는 트랜지스터의 최대 전류(1.5 ... 1.6A)에 가깝습니다. 이미 피크 전류에 외부 트랜지스터를 설치하는 것이 좋습니다. 마이크로 회로의 과열을 피하기 위해 1A. 그리고 이것은 끝났습니다. 전류 전달 비율이 40인 VT4 MJD45 트랜지스터(PNP 유형)를 선택합니다(트랜지스터가 포화 모드에서 작동하고 약 = 0.8V의 전압이 양단으로 떨어지기 때문에 가능한 최대값을 취하려면 h21e가 바람직함). 일부 트랜지스터 제조업체는 데이터 시트의 헤더에 약 1V의 낮은 포화 전압 Usat에 대해 표시하며 이에 따라야 합니다.

선택한 트랜지스터 VT4의 회로에서 저항 R26 및 R28의 저항을 계산해 보겠습니다.

트랜지스터 VT4의 기본 전류: NS b = 나는 PK (스위치) / 시간 21 NS . NS b = 1/40 = 25mA

BE 회로의 저항: NS 26 =10*시간21e/ 나는 PK (스위치) . NS 26 = 10 * 40/1 = 400옴(R 26 = 160옴)

저항 R 26을 통한 전류: I RBE = V BE / R 26 = 0.8 / 160 = 5mA

기본 저항: NS 28 = (Vin(최소) -Vsat(드라이버) -V RSC -V BEQ 1) / (IB + I RBE)

NS 28 = (20-0.8-0.1-0.8) / (25 + 5) = 610옴, 160옴 미만을 사용할 수 있습니다(내장 Darlington 트랜지스터가 더 작은 저항에 더 많은 전류를 제공할 수 있기 때문에 R 26과 동일한 유형).

13) 스너버 요소 계산 NS 32, 씨 16. (승압 회로 및 아래 회로의 계산 참조).

14) 출력 필터의 요소 계산 엘 5 , NS 37, 씨 24 (G. Ott "전자 시스템의 잡음 및 간섭 억제 방법" p.120-121).

선택 - 코일 L5 = 150μH(활성 저항 저항 Rdross = 0.25ohm이 있는 동일한 유형의 인덕터) 및 C24 = 47μF(100μF의 더 큰 값이 회로에 표시됨)

필터의 감쇠율 계산 ksi = ((R + Rdross) / 2) * root (C / L)

R = R37은 필터의 상대 주파수 응답(필터 공진)의 오버슈트를 제거하기 위해 댐핑 감소가 0.6보다 작을 때 설정됩니다. 그렇지 않으면 이 차단 주파수의 필터가 진동을 감쇠하기보다는 증폭합니다.

R37이 없는 경우: Ksi = 0.25 / 2 * (루트 47/150) = 0.07 - 주파수 응답이 +20dB로 증가할 것이며 이는 좋지 않은 결과이므로 R = R37 = 2.2 Ohm으로 설정한 다음:

C R37: Ksi = (1 + 2.2) / 2 * (루트 47/150) = 0.646 - ksi 0.5 이상에서 주파수 응답 감쇠(공진 없음).

필터의 공진 주파수(차단 주파수) Fav = 1 / (2 * pi * L * C)는 마이크로회로의 변환 주파수(10-100kHz의 고주파수를 필터링하는 주파수) 아래에 있어야 합니다. 표시된 L 및 C 값에 대해 Fav = 1896Hz를 얻습니다. 이는 변환기 10-100kHz의 작동 주파수보다 작습니다. 저항 R37은 전압이 떨어지기 때문에 몇 옴 이상 증가할 수 없습니다(500mA의 부하 전류 및 R37 = 2.2옴에서 전압 강하는 Ur37 = I * R = 0.5 * 2.2 = 1.1V가 됩니다. ).

모든 회로 요소는 표면 실장을 위해 선택됩니다.

벅 컨버터 회로의 다양한 지점에서의 작동 오실로그램:

15) a) 오실로그램 무부하( Uin = 24v, Uout = + 5V):

변환기 출력에서 ​​전압 + 5V(커패시터 C18에서) 무부하

트랜지스터 VT4의 컬렉터 신호는 30-40Hz의 주파수를 가지며 아마도 부하가 없을 수 있습니다. 회로는 약 4mA를 소비합니다. 무부하

미세 회로(하단)의 핀 1에 대한 제어 신호 및 트랜지스터 VT4 기반(상단) 무부하

b) 오실로그램 부하에서(Uin = 24V, Uout = + 5V), 주파수 설정 커패시턴스 c11 = 680pF. 저항의 저항을 줄여 부하를 변경합니다(아래 3오실로그램). 동시에 스태빌라이저의 출력 전류는 입력 전류와 마찬가지로 증가합니다.

부하 - 병렬로 연결된 3개의 68옴 저항( 221mA) 입력 전류 - 70mA

노란색 빔 - 트랜지스터 기반 신호(제어) 블루 빔 - 트랜지스터 컬렉터의 신호(출력) 부하 - 병렬로 5개의 저항 68옴( 367mA) 입력 전류 - 110mA

노란색 빔 - 트랜지스터 기반 신호(제어) 블루 빔 - 트랜지스터 컬렉터의 신호(출력) 부하 - 1개의 저항 10옴( 500mA) 입력 전류 - 150mA

결론 : 부하에 따라 펄스 반복률이 변경되고 부하가 높을수록 주파수가 증가하고 축적 단계와 반동 단계 사이의 일시 중지 (+ 5V)가 사라지고 직사각형 펄스 만 남습니다. 안정기는 "한계에서"작동합니다. 그 능력의. 이는 "톱" 전압에 오버슈트가 있을 때 아래의 오실로그램에서도 볼 수 있습니다. 스태빌라이저는 전류 제한 모드로 들어갑니다.

c) 주파수 설정 커패시터 c11의 전압 = 최대 부하 500mA에서 680pF

노란색 빔 - 용량 신호(조향 톱) 블루 빔 - 트랜지스터 컬렉터의 신호(출력) 부하 - 1개의 저항 10옴( 500mA) 입력 전류 - 150mA

d) 최대 부하 500mA에서 안정기(c18) 출력의 전압 리플

황색 빔 - 출력 맥동 신호(c18) 부하 - 1개의 저항 10옴( 500mA)

500mA의 최대 부하에서 LC(R)-필터(c24)의 출력에서 ​​전압 리플

노란색 빔 - LC(R) - 필터(c24)의 출력에서 ​​맥동 신호 부하 - 1개의 저항 10옴( 500mA)

결론: 피크 대 피크 리플 전압 스윙이 300mV에서 150mV로 감소했습니다.

e) 스너버가 없는 감쇠 진동의 오실로그램:

블루 레이 - 스너버가 없는 다이오드에서(시간에 따른 펄스 삽입을 볼 수 있음 이것은 PWM이 아니라 PFM이기 때문에 주기와 같지 않음)

스너버가 없는 감쇠 진동의 오실로그램(확대):

MC34063 마이크로 회로의 부스트 컨버터(승압, 부스트) DC-DC 계산

http://uiut.org/master/mc34063/. 승압 드라이버의 경우 기본적으로는 승압 드라이버를 계산하는 것과 동일하므로 신뢰할 수 있습니다. 온라인 계산 중 Scheme은 “AN920 / D” 입력 데이터에서 일반 Scheme으로 자동 변경되며, 계산 결과 및 일반 Scheme 자체는 아래와 같습니다.

- 전계 효과 N 채널 트랜지스터 VT7 IRFR220N. 미세 회로의 부하 용량을 증가시켜 빠르게 전환할 수 있습니다. 선택 기준: 부스트 컨버터의 전기 회로는 그림 2에 나와 있습니다. 회로 요소의 번호는 최신 버전의 회로에 해당합니다("Driver of MC34063 3in1 - ver 08.SCH" 파일에서). 이 구성표에는 일반적인 온라인 계산 구성표에 없는 요소가 포함되어 있습니다. 다음 요소는 다음과 같습니다.

• 최대 드레인-소스 전압 V DSS =200V, 출력에서 ​​TC 고전압 + 94V
• 낮은 채널 전압 강하 RDS(켜기) 최대 = 0.6영형미디엄.채널 저항이 낮을수록 가열 손실이 적고 효율이 높아집니다.
• 게이트 전하를 결정하는 소용량(입력) Qg (총 게이트 요금)및 낮은 입력 게이트 전류. 이 트랜지스터의 경우 NS= Qg *Fsw= 15nC*50 kHz = 750μA.
• 최대 드레인 전류 ID= 5A, tk 임펄스 전류 Ipk = 100mA의 출력 전류에서 812mA

- 전압 분배기 요소 R30, R31 및 R33(V GS = 20V 이하이어야 하는 VT7 게이트의 전압 감소)

- 트랜지스터 VT7을 폐쇄 상태로 전환할 때 입력 커패시턴스 VT7-R34, VD3, VT6의 방전 요소. VT7 게이트 하강 시간을 400nS(표시되지 않음)에서 50nS(50nS 하강 시간의 파형)로 줄입니다. 미세 회로의 핀 2에 있는 Log 0은 PNP 트랜지스터 VT6을 열고 입력 게이트 커패시턴스가 FE 접합 VT6을 통해 방전됩니다(저항 R33, R34를 통하는 것보다 빠름).

- 계산에서 코일 L이 매우 큰 것으로 판명되면 더 작은 정격이 선택됩니다. L = L4(그림 2) = 150μH

- 스너버 요소 C21, R36.

스너버 계산:

따라서 L = 1 / (4 * 3.14 ^ 2 * (1.2 * 10 ^ 6) ^ 2 * 26 * 10 ^ -12) = 6.772 * 10 ^ 4 Rsn = √ (6.772 * 10 ^ 4/26 * 10 ^ - 12) = 5.1Kohm

스너버의 커패시턴스 값은 일반적으로 타협 솔루션입니다. 한편으로는 커패시턴스가 클수록 평활화가 더 잘되기 때문입니다( 적은 수반면에 각 주기는 커패시턴스가 재충전되고 저항을 통해 유용한 에너지의 일부를 소산하여 효율성에 영향을 미칩니다(일반적으로 일반적으로 계산된 스너버는 효율성을 몇 퍼센트 이내로 매우 약간 감소시킵니다).

가변 저항을 설정하여 저항을 더 정확하게 결정했습니다. NS=1 케이

그림 2. 승압(부스트) 드라이버의 전기 개략도.

부스트 컨버터 회로의 다양한 지점에서의 작동 오실로그램:

a) 다양한 지점에서의 전압 무부하:

출력 전압 - 94V 무부하

무부하 게이트 전압

무부하 드레인 전압

b) 트랜지스터 VT7의 게이트(노란색 빔) 및 드레인(파란색 빔)의 전압:

게이트 및 드레인 부하에서 주파수는 11kHz(90μs)에서 20kHz(50μs)로 변경됩니다. 이는 PWM이 아니라 PFM입니다.

게이트 및 드레인에서 스너버 없이 부하가 걸린 상태에서(늘어짐 - 1 진동 주기)

스너버로 부하가 걸리는 게이트 및 배수구에서

c) 핀 2(노란색 빔) 및 게이트(파란색 빔) VT7의 전면 및 후면 전면 전압, 핀 3:

파란색 - VT7 게이트에서 450ns 상승 시간

노란색 - 핀 2 칩당 50ns 상승 시간 파란색 - VT7 게이트에서 50ns 상승 시간

레귤레이션 오버슈트 F = 11k인 Ct(IC의 핀 3)에서 톱

MC34063 마이크로 회로에서 DC-DC 인버터(승압/강압, 인버터) 계산

계산도 ON Semiconductor의 "AN920/D" 일반적인 방법에 따라 수행됩니다.

계산은 "온라인" http://uiut.org/master/mc34063/에서 즉시 수행할 수 있습니다. 반전 드라이버의 경우 기본적으로 벅 드라이버를 계산하는 것과 동일하므로 신뢰할 수 있습니다. 온라인 계산 중 Scheme은 “AN920 / D” 입력 데이터에서 일반 Scheme으로 자동 변경되며, 계산 결과 및 일반 Scheme 자체는 아래와 같습니다.

- 바이폴라 PNP 트랜지스터 VT7 (부하 용량 증가) 반전 변환기의 전기 회로는 그림 3에 나와 있습니다. 회로 요소의 수는 최신 버전의 회로에 해당합니다("Driver of MC34063 3in1 - ver 08" 파일에서). .SCH”). 이 구성표에는 일반적인 온라인 계산 구성표에 없는 요소가 포함되어 있습니다. 다음 요소는 다음과 같습니다.

- 전압 분배기 요소 R27, R29(기본 전류 및 작동 모드 VT7 설정),

- 스너버 요소 C15, R35(스로틀에서 원하지 않는 진동 억제)

일부 구성 요소는 계산된 구성 요소와 다릅니다.

• 코일 L은 계산된 값보다 작게 취합니다. L = L2(그림 3) = 150μH(모든 코일의 동일한 유형)
• 출력 커패시턴스는 계산된 C0 = C19 = 220μF보다 작게 취합니다.
• 주파수 설정 커패시터는 C13 = 680pF, 14KHz의 주파수에 해당합니다.
• 분배기 저항 R2 = R22 = 3.6K, R1 = R25 = 1.2K(출력 전압 -5V에 대해 먼저 취함) 및 최종 저항 R2 = R22 = 5.1K, R1 = R25 = 1.2K(출력 전압 -6.5V)

전류 제한 저항 Rsc - 병렬로 연결된 3개의 저항, 각각 1 Ohm(결과 저항 0.3 Ohm)

그림 3 인버터의 전기 개략도(승압/강압, 인버터).

인버터 회로의 다양한 지점에서의 작동 오실로그램:

a) + 24V의 입력 전압에서 무부하:

부하 없이 출력 -6.5V에서

수집기에서 - 부하 없는 에너지 저장 및 방출

핀 1과 부하가없는 트랜지스터베이스

부하가없는 트랜지스터의베이스 및 컬렉터

무부하 출력 리플

• 20.09.2014

  트리거는 정보를 기록하고 저장하도록 설계된 두 개의 안정적인 평형 상태를 가진 장치입니다. 트리거는 1비트의 데이터를 저장할 수 있습니다. 트리거 심볼은 내부에 문자 T가 쓰여진 직사각형 형태이며, 왼쪽에는 직사각형 이미지에 입력 신호가 공급됩니다. 신호 입력은 직사각형의 왼쪽에 있는 추가 필드에 기록됩니다. ...

• 21.09.2014

  진공관 앰프의 1사이클 출력단은 최소한의 부품으로 구성되어 있으며 조립 및 조정이 용이합니다. 출력 단계의 5극관은 초선형, 3극관 또는 기존 모드에서만 사용할 수 있습니다. 3극관 스위칭을 사용하면 스크리닝 그리드가 100 ... 1000 Ohm 저항을 통해 양극에 연결됩니다. 초선형 연결에서 캐스케이드는 스크리닝 그리드를 따라 OS에 의해 커버되어 ...

• 04.05.2015

  그림은 작동 요소가 릴레이인 간단한 적외선 원격 제어 및 수신기의 다이어그램을 보여줍니다. 제어반 회로의 단순성으로 인해 장치는 두 가지 작업만 수행할 수 있습니다. 릴레이를 켜고 S1 버튼을 해제하여 끄는 것입니다. 이는 특정 목적(차고 문, 전자 잠금 장치 열기)에 충분할 수 있습니다. , 등.). 스키마를 설정하는 것은 매우 ...

• 05.10.2014

  회로는 이중 연산 증폭기 TL072에서 만들어집니다. 계수가 있는 전치 증폭기는 A1.1에서 만들어집니다. 주어진 비율로 증폭 R2 \ R3. R1-볼륨 컨트롤. OS A1.2에서는 활성 3밴드 브리지 톤 컨트롤이 만들어집니다. 조정은 가변 저항 R7R8R9에 의해 수행됩니다. 코프. 이 노드의 전송 1. 충전된 pre-ULF 전원 공급 장치는 ± 4V에서 ± 15V일 수 있습니다.